射頻功放的建模

建模結果如圖3~ 6所示， 圖3是輸入功率為6. 5 dBm和- 6. 5 dBm 時， 穩(wěn)態(tài)輸出電壓的結果。

圖 4是利用輸入功率為7. 5 dBm 時模型得到的時域數據，選取一個周期的輸出電壓數據做FFT 變換， 得到電壓信號頻譜，對基波及二到五次諧波電壓分別計算功率譜， 并與ADS仿真得到的頻譜進行比較。圖5和圖6 所示為利用模型數據計算得到的功率壓縮曲線和功率增益曲線與ADS仿真值的比較。

圖3 穩(wěn)態(tài)輸出電壓曲線

圖4 頻譜的模型計算值與仿真值的比較

圖5 功率壓縮曲線

圖6 增益壓縮曲線

從圖中的結果可以看出， 模糊邏輯模型計算的結果與功放電路模型仿真結果擬合的非常好。

所需的輸出功率以及功率增益可以通過公式( 8) ~ ( 10)所示的方程求得:

Vout [ 1]為基波項， sqr為取平方函數， mag為取基波的幅度的函數，電壓是峰值因此平方后要除以2，負載接50Ω，接下來對括號里計算的結果取10倍的對數并加30便轉化成單位為dBm 的輸出功率。

4 結論

( 1)該文用模糊神經網絡結構，將功放電路經過HB仿真后得到的數據轉換到時域并且建立了穩(wěn)態(tài)模型，模型在頻域中計算得到了功放的頻譜特性， 功率壓縮特性和增益壓縮特性，充分反映了供方的非線性特性。其中模型計算得到的基波功率與仿真值擬合得很好， 其他次諧波的功率值則與仿真值略有偏差。

另外考慮了輸入信號為雙音信號以及調制信號條件下對電路的建模， 進一步分析該模型結構在這些條件下用于建模的結果， 結果基本是滿意的，但是也出些了少數點的偏差，因此模型的精度還有待完善。

( 2)輸入雙音信號， 對電路進行雙音平衡仿真，觀察電路的互調失真特性。選用雙音平衡仿真得到的輸入和輸出電壓數據，利用上述模型結構進行建模。改變輸入功率P1和P2以及主頻率得到20組輸入輸出電壓值作為訓練數據。P1和P2，-24~ -20dBm，間隔1 dBm; 主頻率選擇2 45 GHz和2 25 GHz。

測試數據選擇2 45 GHz下， P1 - 19 dBm、P2 - 23dBm輸入輸出電壓數據。建模結果如圖7所示。比較得知， (點線代表模型計算值， 實線代表實際仿真值)模型擬合的效果還是不錯的。

( 3)在ADS仿真電路里運用CDMA 調制信號源， 給功放電路加入調制信號， 進行包絡仿真， 可以抽取輸入信號和輸出信號Rea l part和Im part的信息。通過改變輸入信號的功率大小獲得10組輸入輸出Rea l part的數據作為訓練數據( - 9~ 9 dBm，間隔2 dBm) ， 每組訓練數據采樣300個點。測試數據選取輸入功率為4. 5 dBm 下的一組數據。運用上述方法建模，結果如圖8所示。同理，可以提取10組Im part的數據作為訓練數據進行建模， 結果如圖9所示。通過比較，模型計算結果與實際值基本上是吻合的， 其中有少許幾個點出現偏差。

圖7 雙音信號輸入條件下電路輸出波形

圖8 輸入功率4. 5 dBm 輸出實部波形

圖9 輸入功率4.5dBm 輸出虛部波形