高可靠DC-DC變換器的設計

1概述

　　高性能DC-DC變換器要求具有高功率密度，大電流通路，寬泛的工作溫度范圍等特點。近年來隨著航空航天領域的拓展，對高性能DC-DC變換器的需求日益大增，而對采用厚膜混合集成功率電路工藝制造的高可靠105℃的DC-DC變換器的需求更為突出。

　　采用厚膜工藝配套。利用淺腔式金屬外殼，平行縫焊封裝，提高了氣密性(漏氣率達10E-8atm．cm3／s數量級)，增強了電路內部保護功能，有利于混合電路的長期可靠性，克服錫焊使用助焊劑造成電路松香污染的缺陷。外殼采用10號冷軋鋼，熱膨脹系數接近7 ppm／℃，有助于散熱。

2 應用設計

　　應用PWM開關型控制器設計高頻DC-DC變換器，本設計通過減小延遲時間，增加一些附屬功能大大增強高頻功率變換器的應用。通過增大轉換頻率，能夠減小儲能元件的尺寸，使用陶瓷電容增加穩定性，降低系統消耗，簡化了分布電源結構。

2.1選擇變換器的工作方式

　　對于Si9114，變換器的最佳工作方式是回掃式(反激式)和正激式?；貟呤阶儞Q器中所有線圈并聯。當一個線圈短路，其他線圈也短路，輔助電源繞組也隨之短路，無法向控制電路提供電源，使得輸出電壓不穩定。而正激式變換器的輔助電源繞組正向導通，輸出繞組短路時，脈寬降到最窄，依然能夠向控制電路提供足夠的電源。故選用正激式變換器進行設計。

2.2 PWM控制電路

2.2.1 Si9114 PWM控制電路特點

　　Si9114作為電流型脈沖調制式(PWM)控制器，具有以下特點：

　　開關頻率高達1 MHz。由于開關頻率高，儲能元件尺寸小，全部采用貼片式，尺寸小，重量輕，系統成本低；

　　內部集成有功率MOSFET驅動電路和高壓啟動電路，采用DMOS晶體管，允許內部集成200 V的高壓直流相連，省去二次穩壓；

　　軟啟動電路可使功率元件在系統上電時受到小的沖擊，提高系統的可靠性；

　　提供同步輸出引線，可使變換器之間同步或與外部某一時鐘同步，簡化了EMI濾波，易于實現DC變換器的并聯； 具有邏輯控制的關閉電路及欠壓關斷電路；

　　耐壓200 V，導通電阻1 Ω，SO-8封裝，適用于10 W～30 W的開關電源。

2.2.2 PWM控制電路的功能

　　Si9114的引腳1為高壓預調制器：由于DC母線電壓與VCC電壓存在很大差距，需要一個啟動電路。Si9114采用低功耗、BIC／DMOS電路制造技術和高電壓耗盡型MOSFET解決了啟動問題。當電壓上電時，場效應管導通，電流從輸入電容CIN流入VCC電容CVCC直到VCC到達9.2 V，變換器通過一個輔助電源繞組供給VCC時，當VCC高于9.2 V，關閉高壓耗盡型場效應管，理想電壓為11 V～13 V。圖1所示為PWM控制電路的啟動電路。

　　引腳2為關閉端。關閉端用于快速關閉輸出脈沖，由該引腳到輸出端典型的延遲為300 ns。該延遲時間完全可由引腳2實現過壓保護功能。

　　引腳3為基準電源?；鶞孰妷?.0 V，提供5 mA的電流。為防止不穩定和紋波，須對基準電源加退耦電路，建議采用100 nF的陶瓷電容。

　　引腳4、引腳5、引腳6組成誤差放大器。誤差放大器由PMOS輸人對稱級連增益放大級和-AB類增益放大器構成。典型的開環電壓增益為77 dB，單位增益帶寬為2.7 MHz。誤差放大器的同相端接在由2只1 kΩ電阻組成的分壓器，其電壓為2 V(VREF=4 V)，C2為旁路電容。誤差放大器的反饋電壓5 V輸出端經光電耦合器及TL431組成的電路隔離，輸入至FB端。

　　引腳7為軟啟動。軟啟動電路有助于變換器以正常方式啟動并減小元件壓力。啟動時，由于輸入電容而引起的初始啟動電流，變換器試圖將輸出電壓納入調制范圍時，工作于最大占空比周期時產生峰值電流，當遇到大輸出電容和峰值電流時，可能發生振蕩?？捎醚舆t軟肩動時間避免發生此類問題。

　　引腳8和引腳9為振蕩器。振蕩器的振蕩頻率取決于外接元件RT和GT(參見圖3)。內部二分頻電路可防止占空比大于50％，避免變壓器磁芯飽和。通過改變VCC注入RT的電流，改變變換器的工作頻率。依據Si9114的數據資料，RT應選取為68 kΩ～1 000 kΩ，CT應選取47 pF～200 pF。

 
　　引腳10為同步端。同步輸入端主時鐘與其連接，這樣頻率和相位都與主時鐘同步，從而避免由于不同步的差拍效應而產生的噪聲電平干擾，使得DC變換器的并聯應用易于實現。

　　引腳11為輸入地。

　　引腳12為輸出驅動。輸出驅動采用N溝道和P溝道互補型輸出級，其輸出電流為400 mA，灌入電流為700 mA。

　　引腳13為電流檢測。電流檢測比較器通過比較誤差放大器的輸出與輸出電感中的電流來實現電流模式控制。由于整流器的反向恢復，次級線圈的等效容性負載以及感性電路的影響，被測電流波形前沿常有毛刺及噪聲電平，通過RC網絡低通濾波器可抑制前沿毛刺，使得整個波形不產生畸變。圖2(a)為輸入波形，(b)為低通濾波器網絡，(c)為正確而需要的輸出波形。

　　引腳14為Si9114的電源端。VCC電壓范圍為9.5 V～16.5 V。最大絕對值為18 V。在實際應用中，高溫時電壓下移2.0 V；低溫時上移3.0 V，該電壓一般在10.8 V～12.5 V。為了保證VCC電壓穩定，交流干擾小，一般選1μF～10μF的退耦電容。

2.3確定開關頻率

　　在PWM控制電路中，根據電路的短路特性確定開關頻率。輸出短路時，為維持恒流工作方式，控制電路應盡可能的減小占空比。理想狀態時，在規定的電壓調整率范圍內應能輸出105％的額定電流；短路時，則輸出115％的額定電流。若占空比太小，會產生輸出電流的拖尾現象，這就需要使用大功率的整流元件避免在過載時產生毀滅性電流。基于以上原因，考慮到厚膜電路的布局、變壓器、磁芯、功率器件及效率等因素，設置變換器的工作頻率為250 kHz。

2.4元件的選擇

　　元件的選取耐壓電壓是實際電壓的1.0～2倍，正向電流的1.5～2倍。

　　場效應管選用IR公司的IRF7495(S0-8)，其主要參數為：VDSS=100 V，RDS(ON)=22 mΩ，VGS=10 V，ID=7.3 A，COSS=160 pF～980 pF(一般取240 pF)；整流二極管選用IR公司的12CWQ04FN (D-PAK T0-252AA)，其主要參數：IF=12 A，VR=40 V，VF=0.48 V,CT=405 pF。肖特基二極管都有寄生電容，并對這些電容充放電。采用大容量的整流元件可降低變換器效率。 2.5變壓器的設計

　　變換器采用諧振復位正激式變換器，一般正激式電路中，變壓器多采用磁復位線圈或箝位電路。諧振復位由MOS管的寄生電容和變壓器的磁化電感決定。也需考慮輸出二極管的電容。如圖3所示，變壓器的磁化電感對變壓器形成了并聯調制電路，其諧振頻率是由寄生元件決定，復位時間要盡可能短，要對鐵心完全復位，直到下一個開關脈沖到來。復位時間取決于場效應管和整流二極管的選擇。

　　圖4所示是5 V／3 A時MOS管的漏極波形，從圖中可知：漏感小，磁復位處理效果良好。

　　變壓器的磁芯選用TDK公司PC40，其主要參數為：高導磁率，居里溫度大于215℃，飽和磁通密度在電路設計中，一般取BS=1 600 GAS(高斯)。工作頻率為250 kHz,最大占空比為0.37～0.45,本應用設計選用0.42。初級電感量為130 μH～160 μH，10匝，漏感要求小于1μH。計算變壓器次級線圈的匝數，輸出5 V，確認與輸出電壓相串聯的損耗，包括：濾波電感、變壓器直流損耗、整流器正向壓降等。 


 
　　根據骨架的窗口尺寸、電流密度的要求，變壓器的參數設為初級為10匝，次級為9匝。采用并聯層繞方式以減少漏感。

2.6輸出電感

　　從電路理論得知：VL=Ldi／dt，VL=Ein-Eout

　　di=△IL(△IL取0.1～0.25 Iout)，L=(Ein-Eout)△t／△IL正激式變換器在最大轉換周期時Ein=2Eout，Toff=0.5T，所以：L=EoutToff／△IL=5 V×2μs／(0.2×5 A)=10μH。

　　根據電感量、電流密度要求。磁芯選用TDK公司PC40P11／7，骨架BP11／7-612，繞組為10匝，電感量為10 μH。

2.7布局考慮

　　主電流回路流經輸入電容，變壓器，MOS管，電流采樣電阻，再流回輸入電容。為了避免噪聲注入其他電路，主電流回路布線應盡可能短。

 
　　圖5為應用PWM開關控制(Si9114)設計的高頻DC-DC變換器的電路圖，其輸入電壓為16 VDC～40 VDC，額定值為28 VDC，輸出參數為5.0VDC／5 A；精度為±1.0％，功率為25 W，紋波為30 mW，負載電源調整率為300 mW。

3 結束語

　　該電路性能穩定、可靠、結構合理，已經批量生產，可供各用戶使用。