DSP控制的電力線通信模擬前端接口設計

　　接收的位序列和已知的“位同步”域進行比較,當位同步數據接收到之后,調制解調器就開始搜尋“字同步”域。字同步數據標志著消息數據的起始,同時也定義了消息數據的極性。當包的數據確定后, 11位碼字解碼為8位的數據字節，接收字節的校驗位和通過計算得到的校驗位進行比較，數據從物理層傳送到MAC層。然后接收數據進行CRC校驗比較,正確數據從數據鏈路層傳輸到網絡層。

　　2.2 相位檢測

　　為了檢測發送信號的“0”或“1”, 中頻信號16.5kHz的相位是離散的接收信號值的形式。首先需要用接收的采樣信號驅動一個數字鎖相環，當這個鎖相環的輸出被接收的信號同步地鎖住后,鎖相環和接收信號之間的復數相位的估算是由鎖相環調制產生的。復數相位的實部是余弦和,當接收到“0”信號時，它是一個很大的正數值；相反接收到“1”時,它就是一個大的負數。復數相位的虛部是正弦和。它代表了相位有偏差,并反饋給鎖相環來調整正弦輸出,以跟蹤接收的信號。

圖4 接收信號處理框圖

　　圖4為完整的接收信號的處理框圖。為了提高系統的穩定性,加上了一個自動增益控制模塊(Automatic Gain Control，AGC)。它是通過偵測接收信號的平均大小來接收信號的。

　　2.3 信號發送

　　在該應用中,發送信號通過DSP控制器的片上PWM（脈寬調制模塊）直接生成。每一位定義有24個周期，因此PWM控制器允許運行24個周期；而后,根據下一個發送位的極性,通過一個中斷來重新給PWM輸出賦值。欲發送的消息數據從應用層依次輸送到會話層、傳輸層、網絡層、數據鏈路層,然后到達物理層,形成發送波形。在數據鏈路層時,消息數據的CRC字經計算后附加給數據，物理層確定信道是否可用，然后把數據發送出去。

　　2.4 PWM生成發送波形

　　三級信號波形是通過把DSP控制器的兩個PWM輸出相加得到的，然后該波形由低通濾波器產生一個正弦波。與標準的二級方波相比,三級波形的奇次諧波能量要小很多,不同的脈沖寬度會產生不同的諧波頻率。為了將濾波器需要清除的諧波減到最小,需要確定最佳的脈沖寬度。從下式對稱脈沖的傅里葉級數公式,可以找到這個寬度。式（1）中T代表基波頻率周期,ω代表脈沖寬度。

　　那么，總的諧波失真THD可用下式表達：

　　對式（2）求最小的總諧波失真,則最佳脈寬大約是周期T的37%；然而,這還沒有考慮到低通濾波產生的影響。如果用二階低通濾波器,將會得到不同的結果。在模擬時，二階低通濾波器的Q設置為2.3。如果Q很大,THD會更好,但是會造成碼間干擾，因此,最好是把正負數字脈寬設為脈沖周期的1/3長,將低通濾波器角頻率和數字脈沖序列的頻率設為相同。1/3脈寬可以通過使用12倍于發送波形頻率的定時時鐘信號來獲得，如圖5所示。通過使用1個模擬電路,將2個數字信號相加,而后低通濾波器濾掉諧波,就可以從PWM輸出獲得正弦波。

圖5 三級波形結構

　　2.5 發送放大器設計

　　發送放大器由SallenKey濾波器決定，發送低通濾波放大器如圖6所示。這個電路的傳輸函數如下：

圖6 發送低通濾波放大器

　　這里，R1=kR,R2=R,C1=C,C2=aC。假設放大器增益為2,則vout可以表示如下：

　　Q最大時濾波器的峰值最大，而當商數k/(1+k)為1時Q最大。

　　因此圖6中SallenKey濾波器中的電阻R1和R2一般相等，Q根據電容的比值來確定。發送放大器有2個輸入端，2個輸入信號是從處理器的PWM輸出端中的信號過濾而來。放大器發送頻率的峰值越大,諧波頻率中的相對衰減也越大，因此，希望電阻R1、R2、R3的并聯組合與R4電阻相等,以此來獲得一個較大的Q值。

　　若定義R4=R，則：

　　此外,定義衰減因素k為：

　　然后,能根據R和k來定義電阻值：

　　定義電容為C1=C,C2=aC,根據A、k、a、R和C，發送放大器的傳輸函數如下：

　　其中：

　　給定Q,電容比率為：

　　若放大器增益A=2,且取a的較小解,則

　　最后,s=0,傳輸函數增益為：

　　這樣,就求得了所有定義發送放大器部件的參數，通過以上的參數可以設計調制解調器模擬終端。

　　3 結論

　　本文只對電力線調制解調器的硬件設計過程進行了描述，軟件設計主要是根據CEA709協議的要求通過DSP來完成的。在設計和實現中還有許多關鍵技術問題需解決，因篇幅所限未作詳細說明。這個基于單一定點DSP控制的調制解調器硬件系統在各種電力條件下進行檢測，其功能較穩定和可靠，正應用于智能家居的系統中。

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