一種減少全橋變換器環流損耗的策略

摘    要：本文提出了一種副邊帶有源嵌位電路的PWM全橋變換器，實現了超前橋臂的零電壓開通和關斷，滯后橋臂的零電流開通和關斷，減少了占空比損失，并且克服了全橋變化器在環流過程中存在的環流損耗。應用本拓撲制作了一臺功率1.2KW頻率100KHz的樣機。
關鍵詞：有源嵌位；移項控制；零電壓零電流；環流損耗
引言
目前，全橋變換器應用于很多大功率場合，尤其是ZVS-FB-PWM變換器應用更為廣泛。ZVS-FB-PWM變換器具有以下優點：應用移項控制，控制簡單；電壓、電流應力小；功率密度大；開關管實現了軟開關，提高了電路的效率等。但它也存在著一些弊端：為了實現軟開關致使占空比損失，尤其是在開關過程中存在環流問題，產生了不必要的損耗，阻礙了電路效率的提高。本文提出了一種新穎的ZVZCS-FB-PWM變換器，有效地解決了ZVS-FB-PWM變換器存在的環流問題。

ZVZCS-FB-PWM變換器
拓撲電路及工作原理
ZVZCS-FB-PWM變換器的拓撲電路及工作波形分別如圖1和圖2所示。在一個開關周期中，該變換器有十六個開關狀態。在分析之前，作如下假設：所有開關管、二極管、電感、電容和變壓器均為理想器件；LS≥LLK；LS足夠大，在一個開關周期中，其電流基本保持不變為IO。
模式1：【t0-t1】
t0時刻，S1和S4同時導通，電容C5通過二極管D5充電。副邊電壓被嵌位在，在諧振過程中儲存在漏感中的能量傳遞到副邊，一次側電流IP可表示為：

其中n為原邊與副邊之比。通過C5的電流IC可表示為：
IC = 
C5的充電時間和變壓器的漏感LLK、Vin和C5有關。
模式2：【t1-t2】
t1時刻， C5的電壓達到最大值，D5截至。副邊電壓變為,能量通過S1、變壓器和S4傳遞給負載。
模式3：【t2-t3】
t2時刻，S1關斷，C1開始充電，C3開始放電。S1兩端的電壓為

如果C1和C3比較大，S1兩端的電壓在開關管關斷過程中被嵌位在零附近，因此S1為零電壓關斷。在這個過程中，副邊電壓也以IO/(C1+C3)的斜率下降。當C1兩端的電壓上升到Vin,C3兩端的電壓下降到零后，S3的反并二極管D3導通，S3兩端的電壓被嵌位在零，此后可以開通S3，則S3為零電壓開通。S1和S3的死區時間Td應滿足下面的條件才能實現超前橋臂的零點開通：

模式4：【t3-t4】
t3時刻開通S3，由于D3導通，S3兩端的電壓被嵌位在零，所以S3為零電壓開通。此時雖然S3已經開通，但沒有電流流過。電流流過D3、變壓器和S4在原邊形成環流，造成了不必要的損耗，阻礙了電路效率的提高。在這個模態中，原邊電流IP可表示為：

其中VLK為加在變壓器漏感LLK兩端的電壓。可得，原邊電流下降為零所需要的時間Treset為：

為了使原邊電流迅速下降為零，在開通S3的同時開通S5。當S5開通后，副邊電壓變為，原邊電壓變為。使原邊電流迅速下降到零，減少了環流損耗，同時為滯后橋臂的零電流開通提供了條件。
模式5：【t4-t5】
t4時刻，原邊電流降到零，副邊整流二極管DS1關斷，電容C5通過S5為負載提供能量。
模式6：【t5-t6】
t5時刻，關斷S5，電容C5停止向負載提供能量。副邊電壓變為零，DS1和DS2同時導通進行續流。在此過程中沒有電流流過原邊。
模式7：【t6-t7】
t6時刻，關斷S4，此時沒有電流流過S4，因此S4為零電流關斷。因為IGBT中的少數載流子已經被結合，所以沒有脫位電流存在。
模式8：【t7-t8】
t7時刻，開通S2，由于漏感LLK的存在，流過原邊的電流不能突變，因此開關管S2為零點壓開通。原邊電流IP可表示為：

此時原邊電流不能提供足夠大的負載電流，副邊整流二極管仍然同時導通進行續流。
模式9：【t8-t9】
t8時刻，原邊電流IP達到最大值，整流二極管DS1關斷。電源通過S3、變壓器和S2向負載傳遞能量。
以上為ZVZCS-FB-PWM變換器的半個周期，下半個周期的開關過程與上半個周期類似。

新拓撲電路的優點
超前橋臂和滯后橋臂實現了
軟開關(ZVZCS)
該電路通過在前橋臂附加兩個電容實現了前橋臂的零電壓開通和關斷；在次級加上嵌位電路實現了后橋臂的零電流開通和關斷。與通常的ZVZCS-FB-DWM變換器相比，沒有加入阻性元件來實現軟開關，因此，避免了額外的損耗和占空比損失，并且減小了開關管的電壓應力和電流應力。
大大減少了環流損耗
在全橋環流過程中Treset跟VLK和漏感成正比。當副邊沒有嵌位電路時，加在變壓器漏感LLK兩端的只是漏感自感電壓，一般只有幾十伏，導致Treset比較大，在此過程中會有很大的環流損耗；當副邊帶有嵌位電路時，在開通S2和S4時同時開通嵌位開關管S5，副邊電壓變為，副邊反射到原邊的電壓等于n(大于等于Vin)，從而使原邊電流迅速下降到零，大大減少了環流損耗，提高了系統的效率，并且可以增大電路的功率。
提高了占空比
在開關模式5中，雖然電源沒有給負載供電，但是儲存在C5中的能量繼續傳給負載。使得Vrect=VC5副邊高電壓時間大于原邊，如圖3所示。其中DLt為傳導損失時間；DBt為次級提升時間；Ts為開關周期。

因為DBt>DLt，所以副邊電壓占空比大于原邊。
采用新拓撲電路制作了一臺功率為1.2kW，頻率為100kHz的實驗樣機。電路的主要參數為：輸入直流電壓200V；輸出直流電壓48V；輸出最大電流25A；主開關管IGBT (G4PC50FD)；嵌位開關管MOSFET(IRF44)；變壓器原邊與副邊之比為20：7；變壓器的漏感2.4m；嵌位電容6.8m；輸出濾波電容470m；輸出濾波電感39.2m；整流二極管為BQY28。該樣機的最大效率可達到94.2%。

結語
本文提出了一種新穎的副邊帶有有源嵌位電路的ZVZCS-FB-PWM變換器，有效地解決了ZVS-FB-PWM變換器存在的環流問題，提高了電路的效率，增加了變換器的占空比，并且可以使電路的功率大于10KW。本拓撲也存在一些缺點，如嵌位電路的開關管工作在硬關斷狀態，這有待于進一步地研究和改進。■

參考文獻
1 張占松, 蔡宣三.  開關電源的原理與設計. 北京：電子工業出版社, 2001
2 阮新波, 嚴仰光. 直流開關電源的軟開關技術. 北京：科學出版社, 2000