DC/DC變換器用“熱插拔”沖擊電流限制電路

當主板與處于工作狀態的輸入電源連接時，會有瞬態電流流入主板上電源變換器的輸入解耦電容，這部分初始電流稱為沖擊電流。由于幅度較大的沖擊電流會造成電弧、瞬態變化以及連接器腐蝕等問題。需要對沖擊電流加以限制，用戶才可以安全地將主板插入到正在處于工作狀態的系統背板電源連接器中，例如插入到由-48V局端電源供電的連接器中。

在電源變換器啟動之前，先給變換器的沖擊電流限制電路上電，并通過限制輸入解耦電容Cin上的輸入電壓上升速率來控制沖擊電流。基于這些條件，輸入電流Iin可由如下方程式決定：

Iin=Cin(dVin/dt) （1）

N溝道MOSFET通常作為串聯在輸入電源負端回路中的控制單元。通過在MOSFET的漏極和柵極之間增加電容可控制Vin的上升速率。當低電平電流源驅動柵極時，場效應晶體管的dVds/dt會受到限制。一旦輸入電容充滿電壓，控制電路就通過釋放它的“禁止”管腳來允許變換器輸出。

圖1是我們所要描述的比較器電路。它采用低成本微功率比較器(U1)作為低電壓鎖定。比較器通過R1和R2來檢測所施加的輸入電壓(-VEE)。當檢測到有效的輸入電壓時，比較器就會給出一個信號以便緩慢打開功率MOSFET(Q2)。“導通”閾值設置在-38V，而3V的遲滯則提供了-35V的關閉閾值。增加C1是為了濾除接觸瞬態的回跳電流。U1的饋電電流由電阻R3和R4提供，這兩只電阻與齊納二極管(VR1)結合可為U1提供10V的饋電電壓。

Q2的導通速率是由電容C2來控制，柵電流由R9來限制，而在C2上增加必要的速率反饋可控制Q2漏極的dV/dt。電源轉換器(PT3320)的“禁止”引腳由P溝道JFET Q1來控制。Q1保持導通狀態直到沖擊充電周期結束。在這一點上，Q2業已將“-Vin”拉到Q1的柵極電壓以下，從而關閉Q1和允許PT3320上電。Q1對瞬態輸入電壓比較敏感， 該瞬態電壓會借助輸入電容Cin造成相應的電流浪涌。瞬間上升的Q2導通電壓Vds(on)會迅速消耗盡Q1的Vgs并使之低于“夾斷”電壓，這將使Q1導通，從而鎖定PT3320的“禁止”端。C4通過Q1的漏極和柵極之間的交流耦合來解決這個問題，以防止這些瞬態影響到變換器的“禁止”端。

圖2給出圖1PT3323變換器電路的典型啟動波形。該波形是相對加在GND和-VEE之間的-50V電壓作出的。

下面所介紹的設計方程式適用于圖1中的電路。沖擊電流的大小Id(Q2)由Cin/C2控制，而它又反過來決定了充電周期tc。基本設計方程如下：

C2≈45×10-6Cin/Id(Q2) （2）

tc=CinVEE/Id(Q2) （3）

沖擊電流的大小決定變換器輸入端解耦電容向輸入端電源電壓(-VEE)充電的快慢。沖擊電流越小，在變換器輸出端啟動之前的充電周期越長。沖擊電流也決定了充電期間Q2的功耗，這個功耗可能很高。雖然充電周期是變動的，但Q2的功耗實際卻被限制。為了確保Q2的最高結溫不超標，有必要延長沖擊周期。例如，對于100mF的Cin，如果將從75V最大輸入端電源電壓中所獲得的沖擊電流限制成0.75A，則需要10ms的充電周期。圖3給出了Q2源漏電壓(Vds)和漏極電流(Id)的波形圖。在充電期間，Q2受單次鋸齒形瞬態功耗（最大初始峰值功耗為56W）的支配。該瞬態功耗估計會在很短的時間內將D-Pak封裝的晶體管的硅片溫度提高50℃，而將D2-Pak封裝的晶體管的硅片溫度提高30℃（高于外殼環境溫度）。

本文介紹了“熱插拔”應用的沖擊電流限制電路的設計思路，以及通過DC/DC變換器的實現方法，并詳細列舉了設計方程與工作指標，并且皆符合規范要求。■