噪聲頻譜密度——一項“新”的ADC指標

　　與此相對，NSD定義采用單位噪聲帶寬，或者1 Hz FFT子元頻率大小。 現在，您應該明白為什么典型FFT噪底幾乎總是高于噪聲頻譜密度。 很少有工程師在系統中使用足夠大的FFT來獲得僅1 Hz的子元寬度。 這就是FFT中樣本數量增加時噪聲基線出現變小的原因。

　　然而，總噪聲沒有改變。 它仍然分布在同一奈奎斯特頻譜中。 NSD定義使用較小的1 Hz頻率子元增量，以便將更小的噪聲能量捕捉到單個子元中，而不是使用由樣本大小定義的頻率子元增量。

　　如何測量和計算NSD?

　　對于理想的ADC：

　　SNR = 6.02*N + 1.76 dB

　　其中，N是ADC的分辨率。 這將定義ADC的量化噪聲水平。 實際的ADC無法達到這些性能指標，因為其設計引入的非線性會將其實際SNR限制為小于理想值。 換種方式來看，如果我們從ADC滿量程輸入功率中減去信號功率，則余下的正好是總噪聲功率。 如果我們將NSD數量中的所有1-Hz噪聲子元相加，則可以得到單獨的功率噪聲量，等于ADC滿量程功率減去信號功率。

　　要確定奈奎斯特速率ADC的NSD值，必須計算噪聲在奈奎斯特區的分布，然后從滿量程信號功率中減去。 要開始計算，必須知道采樣速率。 讓我們以理想的12位200 MSPS ADC為例，它具有理想的滿量程SNR，即6.02*12 + 1.76 = 74.04 dB。 其噪聲分布在100 MHz奈奎斯特區域(Fs/2)內。 每個1 Hz子元的噪聲可使用每個子元噪聲功率的對數函數來計算，即–10Log10(Fs/2) = –80 dBFS/Hz。 對于這個12位理想轉換器，NSD將為：

　　–74.04 – 80 = –154.04 dBFS/Hz

　　因為實際生活中并沒有理想ADC，所以我們必須找到ADC的實際SNRFS。 這可通過直接測量得到，也可以從制造商的數據手冊中找到。

　　ADC的滿量程輸入信號功率水平可以使用已知的滿量程峰值電壓或滿量程RMS電壓以及ADC的輸入阻抗來計算。 如果輸入電壓和輸入阻抗都是已知的，則可以計算滿量程功率(單位dBm)，其中：

　　Vrms = Vp/√2 or Vp x 0.707

　　信號功率 = ((Vrms2)/Rin)(單位為W)

　　對于滿量程信號功率(單位為dBm)：

　　信號功率 = 10 x log(((Vrms2)/RIn) x 1000 mW/W) = 10 x log((Vrms2)/Rin) + 30 dB

　　ADC量化噪聲頻譜是什么形狀的? 它總是平坦的嗎?

　　奈奎斯特速率ADC以要求的最低采樣頻率工作，以便捕捉關于整個輸入帶寬的所有信息。 多數采用流水線型、逐次逼近寄存器(SAR)型或Flash型架構的奈奎斯特速率ADC都有量化噪聲，在DC到奈奎斯特頻率范圍內該噪聲基本平坦。 這樣，這些器件將成為“機會均等”的噪聲接收器，相等地接收整個Fs/2頻譜中的有限功率量化噪聲(圖2)。

　　對于不需要完整奈奎斯特帶寬的應用，可以實施替代ADC架構。 帶通連續時間Σ-?(CTΣΔ或CTSD)型ADC使用噪聲整形功能，其本質就將帶內量化噪聲“推出”或者從目標頻帶中濾除。 這將導致噪聲傳遞函數在目標窄帶(小于奈奎斯特帶寬)內具有低陷的非平坦形狀。 在此帶中，CTSD ADC的工作性能最高，并且SNRFS達到最大(圖4)。

　　由于CTSD架構的主要優點之一是能夠檢測狹窄頻帶內的信號，因此寬帶NSD并不是很重要。 相反，狹窄通帶內的動態范圍將突出為CTSD ADC的性能指標。 噪聲整形傳遞函數將基于調制器設計中使用的環路濾波器階數來確定。