一種基于PWM軟開關模式的開關電源設計方案

　　移相全橋變換器可以大大減少功率管的開關電壓、電流應力和尖刺干擾，降低損耗，提高開關頻率。如何以UC3875為核心，設計一款基于PWM軟開關模式的開關電源?請見下文詳解。

　　主電路分析

　　這款軟開關電源采用了全橋變換器結構，使用MOSFET作為開關管來使用，參數為1000V/24A.采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂開關管實現ZVS、滯后臂開關管實現ZCS.電路結構簡圖如圖1,VT1~VT4是全橋變換器的四只MOSFET開關管，VD1、VD2分別是超前臂開關管VT1、VT2的反并超快恢復二極管，C1、C2分別是為了實現VTl、VT2的ZVS設置的高頻電容，VD3、VD4是反向電流阻斷二極管，用來實現滯后臂VT3、VT4的ZCS,Llk為變壓器漏感，Cb為阻斷電容，T為主變壓器，副邊由VD5~VD8構成的高頻整流電路以及Lf、C3、C4等濾波器件組成。

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　　圖1 1.2kw軟開關直流電源電路結構簡圖

　　其基本工作原理如下：

　　當開關管VT1、VT4或VT2、VT3同時導通時，電路工作情況與全橋變換器的硬開關工作模式情況一樣，主變壓器原邊向負載提供能量。通過移相控制，在關斷VT1時并不馬上關斷VT4,而是根據輸出反饋信號決定移相角，經過一定時間后再關斷VT4,在關斷VT1之前，由于VT1導通，其并聯電容C1上電壓等于VT1的導通壓降，理想狀況下其值為零，當關斷VT1時刻，C1開始充電，由于電容電壓不能突變，因此，VT1即是零電壓關斷。

　　由于變壓器漏感L1k以及副邊整流濾波電感的作用，VT1關斷后，原邊電流不能突變，繼續給Cb充電，同時C2也通過原邊放電，當C2電壓降到零后，VD2自然導通，這時開通VT2,則VT2即是零電壓開通。

　　當C1充滿電、C2放電完畢后，由于VD2是導通的，此時加在變壓器原邊繞組和漏感上的電壓為阻斷電容Cb兩端電壓，原邊電流開始減小，但繼續給Cb充電，直到原邊電流為零，這時由于VD4的阻斷作用，電容Cb不能通過VT2、VT4、VD4進行放電，Cb兩端電壓維持不變，這時流過VT4電流為零，關斷VT4即是零電流關斷。

　　關斷VT4以后，經過預先設置的死區時間后開通VT3,由于電壓器漏感的存在，原邊電流不能突變，因此VT3即是零電流開通。

　　VT2、VT3同時導通后原邊向負載提供能量，一定時間后關斷VT2.由于C2的存在，VT2是零電壓關斷，如同前面分析，原邊電流這時不能突變，C1經過VD3、VT3.Cb放電完畢后，VD1自然導通，此時開通VT1即是零電壓開通，由于VD3的阻斷，原邊電流降為零以后，關斷VT3,則VT3即是零電流關斷，經過預選設置好的死區時間延遲后開通VT4,由于變壓器漏感及副邊濾波電感的作用，原邊電流不能突變，VT4即是零電流開通。

　　ZVZCS PWM全橋變換器拓撲的理想工作波形如圖2所示，其中Uab表示主電路圖3中a、b兩點之間的電壓，ip為變壓器T原邊電流，Ucb為阻斷電容Ub上的電壓，Urect是副邊整流后的電壓。

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　　圖2 理想工作波形

　　UC3875的主控制回路設計

　　為了實現主回路開關管ZVZCS軟開關，采用UC3875為其設計了PWM移相控制電路，如圖3所示?？紤]到所選MOSFET功率比較大，對芯片的四個輸出驅動信號進行了功率放大，再經高頻脈沖變壓器T1、T2隔離，最后經過驅動電路驅動MOSFET開關管。

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　　圖3 PWM移相控制電路

　　整個控制系統所有供電均用同一個15V直流電源，實驗中設置開關頻率為70kHz,死區時間設置為1.5μs,采用簡單的電壓控制模式，電源輸出直流電壓通過采樣電路、光電隔離電路后形成控制信號，輸入到UC3875誤差放大器的EA,控制UC3875誤差放大器的輸出，從而控制芯片四個輸出之間的移相角大小，使電源能夠穩定工作，圖中R6、C5接在EA和E/AOUT之間構成PI控制。在本設計中把CS+端用作故障保護電路，當發生輸出過壓、輸出過流、高頻變原邊過流、開關管過熱等故障時，通過一定的轉換電路，把故障信號轉換為高于2.5V的電壓接到CS+端，使UC3875四個輸出驅動信號全為低電平，對電路實現保護。

　　圖4是開關管的驅動電路。隔離變壓器的設計采用AP法，變比為1:1.3的三繞組變壓器。UC3875輸出的單極性脈沖經過放大電路、隔離電路和驅動電路后形成+12V/一5V的雙極性驅動脈沖，保證開關管的穩定開通和關斷。

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　　圖4 開關管的驅動電路