干貨分享：工程師教你如何設計D類放大器

　　對于10 W PLOAD max的音頻放大器，1 W的平均PLOAD認為是保真音頻功率水平。在這種條件下，D類放大器輸出級內部功耗為282 mW，對于B類放大器為2.53 W，對于A類放大器為30.2 W。在這種情況下，D類放大器的效率從高功率條件下的90%減少到78%。但即使是78%也要遠優于B類放大器和A類放大器，它們的效率分別為28%和3%。

　　這些差別對于系統設計具有重要的影響。對于1 W以上的功率水平，線性輸出級的過大的功耗要求采用有效的散熱方法以避免不可接受的發熱，通常是使用大金屬板作為散熱板，或用風扇促進放大器空氣散熱。如果放大器是集成電路(IC)，就可能需要大尺寸、高成本的增強散熱封裝以促進熱傳導。這些考慮在消費類產品中很麻煩，例如平板電視，其印制電路板面積(PCB)面積很寶貴，或汽車音響，其發展趨勢是在固定空間內增加通道數。

　　對于1 W以下的功率水平，處理浪費的功率可能比處理散熱還困難。如果是電池供電，線性放大器輸出級消耗電池電荷要比D類放大器快。在上面的例子中，D類放大器輸出級耗費的電源電流是B類放大器的1/2.8，是A類放大器的1/23.6，因此它們用于蜂窩電話，PDA和MP3播放器等產品在電池的壽命方面有很大差別。

　　迄今為止，我們為了簡單起見，只是專門注重放大器輸出級的分析。但是當考慮放大器系統中所有功耗時，線性放大器要比低輸出功率D 類放大器更有利。原因是在低功率水平條件下，產生和調制開關波形所需要的功率會很大。因而，精心設計的低中功率的AB類放大器的寬系統靜態功耗優勢使得它們可與D類放大器相競爭。雖然對于寬的輸出功率范圍，毫無疑問D類放大器具有低功耗優勢。

　　D類放大器術語以及差分方式與單端方式的比較

　　圖3示出D類放大器中輸出晶體管和LC濾波器的差分實現。這個H橋具有兩個半橋開關電路，它們為濾波器提供相反極性的脈沖，其中濾波器包含兩個電感器、兩個電容器和揚聲器。每個半橋包含兩個輸出晶體管，一個是連接到正電源的高端晶體管MH，另一個是連接到負電源的低端晶體管ML。圖3中示出的是高端pMOS晶體管。經常采用高端nMOS晶體管以減小尺寸和電容，但需要特殊的柵極驅動方法控制它們(見深入閱讀資料1)。

　　全H橋電路通常由單電源(VDD)供電，接地端用于接負電源端(VSS)。對于給定的VDD和VSS，H橋電路的差分方式提供的輸出信號是單端方式的兩倍，并且輸出功率是其四倍。半橋電路可由雙極性電源或單極性電源供電，但單電源供電會對DC偏置電壓產生潛在的危害，因為只有VDD/2電壓施加到過揚聲器，除非加一個隔直電容器。

　　“激勵”的半橋電路電源電壓總線可以超過LC濾波器的大電感器電流產生的標稱值。在VDD和VSS之間加大的去耦電容器可以限制激勵dV/dt的瞬態變化。全橋電路不受總線激勵的影響，因為電感器電流從一個半橋流入，從另一個半橋流出，從而使本地電流環路對電源干擾極小。

　　音頻D類放大器設計因素

　　雖然利用D類放大器的低功耗優點有力推動其音頻應用，但是有一些重要問題需要設計工程師考慮，包括：

　　• 輸出晶體管尺寸選擇

　　• 輸出級保護

　　• 音質

　　• 調制方法

　　• 抗電磁干擾( EMI)

　　• LC濾波器設計

　　• 系統成本

　　輸出晶體管尺寸選擇

　　選擇輸出晶體管尺寸是為了在寬范圍信號調理范圍內降低功耗。當傳導大的IDS時保證VDS很小，要求輸出晶體管的導通電阻(RON)很小(典型值為0.1Ω～0.2Ω)。但這要求大晶體管具有很大的柵極電容(CG)。開關電容柵極驅動電路的功耗為CV2f，其中C是電容，V是充電期間的電壓變化，f是開關頻率。如果電容或頻率太高，這個“開關損耗”就會過大，所以存在實際的上限。因此，晶體管尺寸的選擇是傳導期間將IDS×VDS損失降至最小與將開關損耗降至最小之間的一個折衷。在高輸出功率情況下，功耗和效率主要由傳導損耗決定，而在低輸出功率情況下，功耗主要由開關損耗決定。功率晶體管制造商試圖將其器件的RON×CG減至最小以減少開關應用中的總功耗，從而提供開關頻率選擇上的靈活性。

　　輸出級保護

　　輸出級必須加以保護以免受許多潛在危險條件的危害：

　　過熱： 盡管D類放大器輸出級功耗低于線性放大器，但如果放大器長時間提供非常高的功率，仍會達到危害輸出晶體管的水平。為了防止過熱危險，需要溫度監視控制電路。在簡單的保護方案中，當通過一個片內傳感器測量的溫度超過熱關斷安全閾值時，輸出級關斷，并且一直保持到冷卻下來。除了簡單的有關溫度是否已經超過關斷閾值的二進制指示以外，傳感器還可提供其它的溫度信息。通過測量溫度，控制電路可逐漸減小音量水平，減少功耗并且很好地將溫度保持在限定值范圍內，而不是在熱關斷期間強制不發出聲音。

　　輸出晶體管過流： 如果輸出級和揚聲器端正確連接，輸出晶體管呈低導通電阻狀態不會出現問題，但如果這些結點不注意與另一個結點或正、負電源短路，會產生巨大的電流。如果不經核查，這個電流會破壞晶體管或外圍電路。因此，需要電流檢測輸出晶體管保護電路。在簡單保護方案中，如果輸出電流超過安全閾值，輸出級關斷。在比較復雜的方案中。

　　電流傳感器輸出反饋到放大器中，試圖限制輸出電流到一個最大安全水平，同時允許放大器連續工作而無須關斷。在這個方案中，如果限流保護無效，最后的手段是強制關斷。有效的限流器還可在由于揚聲器共振出現暫時的大瞬態電流時保持放大器安全工作。

　　欠壓： 大多數開關輸出級電路只有當正電源電壓足夠高時才能正常工作。如果電源電壓太低，出現欠壓情況，就會出現問題。這個問題通常通過欠壓封鎖電路來處理，只有當電源電壓大于欠壓封鎖閾值時才允許輸出級工作。

　　輸出晶體管導通時序 ： MH和ML輸出級晶體管(見圖6)具有非常低的導通電阻。因此，避免MH和ML同時導通的情況很重要，因為它會產生一個從VDD到VSS的低電阻路徑通過晶體管，從而產生很大的沖擊電流。最好的情況是晶體管發熱并且消耗功率;最壞的情況是晶體管可能被毀壞。晶體管的先開后合控制通過在一個晶體管導通之前強制兩個晶體管都斷開以防止沖擊電流情況發生。兩個晶體管都斷開的時間間隔稱為非重疊時間或死區時間。

　　圖6. 輸出級晶體管的先合后開開關

　　音質

　　在D類放大器中，要獲得好的總體音質必須解決幾個問題。

　　“咔嗒”聲：當放大器導通或斷開時發出的咔嗒聲非常討厭。但不幸的是，它們易于引入到D類放大器中，除非當放大器靜噪或非靜噪時特別注意調制器狀態、輸出級時序和LC濾波器狀態。

　　信噪比(SNR)：為了避免放大器本底噪聲產生的嘶嘶聲，對于便攜式應用的低功率放大器，SNR通常應當超過90 dB，對于中等功率設計SNR應當超過100 dB，對于大功率設計應當超過110 dB。這對于各種放大器是可以達到的，但在放大器設計期間必須跟蹤具體的噪聲源以保證達到滿意的總體SNR。

　　失真機理： 失真機理包括調制技術或調制器實現中的非線性，以及為了解決沖擊電流問題輸出級所采用的死區時間。

　　在D類調制器輸出脈寬中通常對包含音頻信號幅度的信息進行編碼。用于防止輸出級沖擊電流附加的死區時間會引入非線性時序誤差，它在揚聲器產生的失真與相對于理想脈沖寬度的時序誤差成正比。用于避免沖擊最短的死區時間對于將失真減至最小經常是最有利的;欲了解優化開關輸出級失真性能的詳細設計方法請參看深入閱讀資料2。

　　其它失真源包括：輸出脈沖上升時間和下降時間的不匹配，輸出晶體管柵極驅動電路時序特性的不匹配，以及LC低通濾波器元器件的非線性。

　　電源抑制 (PSR)： 在圖2所示的電路中，電源噪聲幾乎直接耦合到輸出揚聲器，具有很小的抑制作用。發生這種情況是因為輸出級晶體管通過一個非常低的電阻將電源連接到低通濾波器。濾波器抑制高頻噪聲，但所有音頻頻率都會通過，包括音頻噪聲。關于對單端和差分開關輸出級電路電源噪聲影響的詳細說明請參看深入閱讀材料3。

　　如果不解決失真問題和電源問題，就很難達到PSR優于10 dB，或總諧波失真(THD)優于0.1%。甚至更壞的情況，THD趨向于有害音質的高階失真。

　　幸運的是，有一些好的解決方案來解決這些問題。使用具有高環路增益的反饋(正如在許多線性放大器設計中所采用的)幫助很大。LC濾波器輸入的反饋會大大提高PSR并且衰減所有非LC濾波器失真源。LC濾波器非線性可通過在反饋環路中包括的揚聲器進行衰減。在精心設計的閉環D類放大器中，可以達到 PSR 》 60 dB和THD <0.01%的高保真音質。

　　但反饋使得放大器的設計變得復雜，因為必須滿足環路的穩定性(對于高階設計是一種很復雜的考慮)。連續時間模擬反饋對于捕獲有關脈沖時序誤差的重要信息也是必需的，因此控制環路必須包括模擬電路以處理反饋信號。在集成電路放大器實現中，這會增加管芯成本。

　　為了將IC成本減至最低，一些制造商喜歡不使用或使用最少的模擬電路部分。有些產品用一個數字開環調制器和一個模數轉換器來檢測電源變化，并且調整調制器行為以進行補償，這可以參看深入閱讀資料3。這樣可以改善PSR，但不會解決任何失真問題。其它的數字調制器試圖對預期的輸出級時序誤差進行預補償，或對非理想的調制器進行校正。這樣至少會處理一部分失真源，但不是全部。對于音質要求寬松的應用，可通過這些開環D類放大器進行處理，但對于最佳音質，有些形式的反饋似乎是必需的。