TD-SCDMA手機射頻前端設計的關鍵技術

發射信號調制精度EVM

EVM是衡量發射機發射信號調制精度的一個重要指標，需注意的是該指標不是簡單定義射頻信號的調制精度，而是先將射頻信號映射到I/Q平面，然后經過匹配濾波器， 再抽樣得到離散的I/Q數值，EVM衡量的是該離散I/Q數值的精度。它與射頻信號的精度是不一樣的，原因是在求離散I/Q數據點時采用了成型濾波器，在頻域上看該濾波器可以將帶外噪聲抑制掉一些，從而提高了調制精度指標。3GPP標準中還指出在測量時，應盡可能地調整解調過程中本振的頻率和相位，以及采取所有可能的措施使最終誤差最小，這也就是說射頻調制信號中有些失真與干擾將不計入EVM值，這些包括射頻通道的線性失真、載波泄漏、I/Q正交調制器的移相偏差、正交分量與同相分量幅度的不平衡，這樣算下來，影響EVM指標的還有兩大因素：相位噪聲與非線性產物。方程1是一個簡化公式用來估算EVM值。

EQ1

其中，ACLR是指相鄰信道的ACLR測量值，Qrms是累積相位誤差，9.5是針對TD-SCDMA標準的一個修正值。

為驗證方程1是否正確，我們先利用ESG信號源產生簡單的QPSK I/Q信號，這里碼片速率為 1.28M，成型濾波器為0.22滾降系數的根升余弦濾波器，將該信號加到圖1所示參考設計的輸入端，調整參考設計配置使其輸出功率為21dBm，這時利用FSIQ測得EVM約等于3.5%，鄰信道ACLR為-38.5dBc；接下來我們移開ESG信號源，將參考設計的TxI+短接到地，從而在天線端口得到一個正弦波信號，用FSIQ測量該正弦波的相位噪聲，最后計算出1kHz-1MHz范圍內累積相位噪聲約為1.5度。我們將上面測試結果代入方程1式得:

EQ2

比較EVM測量值和計算值，其誤差不到一個百分點，可見方程1作為EVM的估算公式還是很有效的。3GPP標準要求EVM指標不大于17.5%，由上面測試結果可以看到圖1所示參考設計有很大余量。

接收機靈敏度與NF

接收機靈敏度是一個系統指標，不僅接收機射頻通道的性能影響該指標，基帶單元的解調算法也會影響該指標，用此指標來直接衡量射頻接收機的性能好壞顯然不合適。接收機射頻通道對小信號的惡化主要是加性白噪聲的影響，它反應接收機的噪聲系數指標。相位噪聲也會影響信號接收質量，但在小信號時相對加性白噪聲的影響則微乎其微，故在此不考慮相位噪聲的影響。因此當接收機基帶單元確定的情況下，接收機靈敏度信號電平則與整機噪聲系數有著直接對應關系。3GPP TR 25.945標準指出只要接收機噪聲系數不大于9dB，整機就應該滿足靈敏度指標(靈敏度電平為-108dBm)要求，這里也暗示了如還有問題，則應該是基帶解調的問題，與射頻接收機無關。圖1所示的參考設計整機噪聲系數約為5.7dB，相對9dB的最低要求有3.3dB余量，因此采用該射頻套片的手機其整機靈敏度應能達到-111dBm。

接收機非線性指標要求

3GPP TD-SCDMA標準眾多指標中有很多與接收機非線性有關，這些指標歸納起來有兩類：一類是為防止小信號時強干擾造成性能下降而設定的指標，如阻塞、雜散響應、雙音互調；另一類指信號自身幅度太強，這里僅有一個指標就是最大輸入信號電平指標。為靈活應對這些指標要求，同時考慮手機的節電要求，MAXIM為接收芯片MAX2392設計了多種工作模式。MAX2392的低噪聲放大器有高低兩種增益模式，混頻器也有兩種增益模式，同時混頻器的線性度也有兩檔，這樣組合起來MAX2392有四種區別比較明顯的模式：HGML、HGHL、MG、LG。HGML指高增益中等線性度模式，這時低噪聲放大器處于高增益狀態，混頻器處于高增益低線性度狀態。HGHL指高增益高線性度模式，這時低噪聲放大器處于高增益狀態，混頻器處于高增益高線性度狀態。MG指中等增益模式，這時低噪聲放大器處于高增益狀態，混頻器處于低增益狀態，與混頻器的線性度無關。LG指低增益模式，這時低噪聲放大器與混頻器都處于低增益狀態，與混頻器的線性度無關。下面分別就一些具體的非線性指標要求做詳細討論。

a)接收機最大輸入信號電平指標。該指標涉及到接收機的兩個問題：接收機通道增益控制范圍，因為該指標規定了天線端口最大輸入信號電平，而靈敏指標規定了最小輸入信號電平，我們總希望基帶接口處電平恒定，這就要求通道增益控制范圍至少大于這兩個指標規定的電平之差；該指標牽扯到的另一個射頻通道技術指標就是要求通道在如此大的信號電平下不能發生明顯的限幅。針對該指標要求，MAXIM建議將MAX2392置為低增益模式。圖1所示參考設計在低增益模式下測到輸入1dB壓縮點為-11.6dBm，而最大輸入信號電平為-25dBm，顯然可以滿足要求。

b)雜散響應與阻塞指標。雜散響應主要是針對超外差接收機提的指標，雜散響應點也稱為寄生頻道，它是射頻本振與中頻的組合頻率。與一般阻塞相比，當干擾落在這些寄生頻道上時，它會對系統造成更大的危害。MAX2392是零中頻接收機，所以該問題不明顯。阻塞指標又分為頻段內阻塞指標與頻段外阻塞指標，頻段外阻塞指標對系統的影響部分地可由前端射頻濾波器解決。阻塞信號對系統的影響有四個方面：倒易混頻影響、交叉調制影響、阻塞信號二次項成份的影響、阻塞信號直接透過信道濾波器加到基帶單元輸入端口造成的影響。倒易混頻影響是指干擾信號與本振邊帶噪聲混頻產物對系統的影響，它與本振相位噪聲指標有關，與通道非線性指標無關，后文再作詳細討論。阻塞信號直接透過信道濾波器造成的影響與信道濾波器的帶外抑制特性有關，與通道非線性指標無關，我們也把這個影響放到后面去討論。

圖2是以放大器為例來說明交叉調制現象，混頻器也有交叉調制現象。圖2中f1頻點處信號可認為是阻塞信號，假定其功率譜密度函數為矩形函數，頻點f2處點頻信號是所要的信號，由圖中看到在輸出信號頻譜中f2處有三角型頻譜出現，這也就是所說的交叉調制產物，該交叉調制產物大小與通道三階截止點有關，當輸入阻塞信號為平穩正態過程時，交叉調制產物功率可由方程3算出:

EQ3

即便頻點f2處所要的信號不是點頻信號，交叉調制產物依然存在，且電平大小同樣由方程3給出，只是這時交叉調制產物的頻譜形狀不再是三角形，而是三角形與信號功率譜密度函數的卷積。上面得出的公式是基于正態噪聲這一假設的，一般干擾信號與正態噪聲相比更接近恒包絡信號，交叉調制產物會小一些，當干擾信號為恒包絡時，交叉調制產物為零。

圖3：阻塞信號二次項成份對系統的影響模型