基于56F803DSP的大功率超聲波電源的設計

3．3 周期分段實現移相控制

本系統的開關采用占空比為50％的PWM信號移相控制。傳統移相控制方法有二種：一種是采用UC3875產生移相控制波形．但電路復雜，不便于調試。精度低：另一種是采用單片機，這種方法大部分采用正弦表產生移相波形，程序冗長、復雜、可讀性差。本系統采用周期分段控制方法實現移相控制波形。在每個PWM 周期中把開關管的控制波形分為4段．每段波形中DSP模值寄存器PWMCM的值等于計數器PWMVAL的值。變量Count代表輸出的是第幾段波形,當 Count=l或Count=3時．把波形I或Ⅲ的模值MODUL01(I和Ⅲ的模值相同)賦給模值寄存器。當Count=l時,PWM模塊的0通道和3 通道分別輸出高電平和低電平。當Count=3時．PWM模塊的0通道和2通道分別輸出低電平和高電平；當Count=2或Count=4時．把波形Ⅱ或 IV的模值MODULO 2(Ⅱ和IV的模值相同)賦給模值寄存器．當Count=2時，PWM模塊的O通道和3通道都輸出高電平。當Count=4時．PWM模塊的0通道和2通道都輸出低電平。然后，按照上述方式循環輸出波形，如圖4所示程序框圖。

圖5為主程序框圖。在程序中，頻率跟蹤部分出現相位差時，先給頻率賦一個較大步長(m=100)．然后隨著相位差的減小．逐漸減小步長．直到相位差為零。

4 實驗結果分析

上述超聲波電源的主要參數是直流側電壓270 V；開關頻率fS=20 kHz；高頻變壓器匝比K=38：15；諧振電感Lf=3 mH；換能器采用工作頻率為20 kHz．內阻為10Ω ,電容為12 000pF，最大輸出功率為1500 W。

圖6(a)給出逆變橋輸出電壓和電流實驗波形。

圖6(b)是Q1管控制波形和漏一源極間電壓實驗波形。可見，當控制信號使開關管導通時。其漏極和源極之間的電壓已經為零,實現了開關管零電壓導通

圖6(c)是換能器二端電壓實驗波形。換能器處于固有頻率諧振狀態時為純阻性負載，所以二端電壓為正弦。

5 結束語

采用頻率跟蹤和功率協調控制的數控式新型超聲波電源具有以下特點：

(1)采用帶輔助電路、電流增強型的ZVS全橋變換器．實現了所有開關管的ZVS；(2)實現了頻率跟蹤與功率控制的協調控制策略，跟蹤精度可達4Hz．能夠滿足超聲焊接、超聲清洗等控制的要求；(3)采用周期分段控制策略實現ZVS的移相控制，使得程序簡化；(4)采用IR2110型集成驅動，驅動簡單．減小了系統的體積，降低了成本。