今天的RF功率檢測器將滿足3G應用需要嗎？

差不多一個世紀以來，一直采用二極管整流器電路進行信號電平檢測。采用非常簡單的半波整流電路就可以實現這種檢測功能，這種電路一般包括整流二極管、濾波電容和電阻，或者一個RF扼流圈外加一個次級電容，這兩個最簡單的檢測器電路都是半波整流器。

直到20世紀的早期，固態檢測器還是由類似于方鉛礦(鉛硫化物)的晶體組成的。當用金屬接觸方鉛礦時方鉛礦就會產生整流特性。后來改進的一種檢測器是點接觸二極管，它由均勻攙雜的半導體組成，其中釘入了一個非常小的尖角金屬須，通常這個金屬須是用鎢制造的，在金屬須與半導體接觸的地方就形成了整流結，金屬須就成了二極管的正極。

今天，點接觸二極管還在生產。這些二極管產生的正向電壓非常低，其寄生電容也非常小，卻具有相當高的反向擊穿電壓，這些特性是這種二極管被用做檢測器的優勢所在。點接觸二極管也是一個廣泛應用的載波器件，具有良好的高頻信號整流能力，許多雷達和通訊接收器就使用了點接觸二極管檢測器。

不過，點接觸二極管有兩個主要的缺點，首先它非常脆，而且很難重復生產，振動或機械沖擊就能引起金屬須移位，甚至暫時性地或永久性地失去與半導體的接觸，因此這種檢測器的可靠性就大打折扣，特別對移動設備應用更是如此。

點接觸二極管的RF性能受到如下因素的影響：裸片上觸點的位置、金屬須對結施加的壓力，在形成接觸點所要求的作用力下金屬須的變形。確實，有時制造商會“修正”點接觸二極管，換句話說，制造商測量二極管的性能，然后用錘敲打它們來調整觸點。

PN結二極管解決了點接觸二極管的機械易碎問題，當然也帶來了其它一些問題。PN結二極管是通過將一層P型摻雜半導體與一層N型摻雜半導體組合在一起形成的二極管。PN結的正向電壓比點接觸結的正向電壓高出很多，這取決于所使用的半導體材料。例如，一個鍺二極管的正向電壓大約為400mV，而一個硅二極管所產生的正向電壓約為700mV，一個砷化鎵(GaAs)PN結二極管則可以產生大約1.2V的正向電壓。

PN結二極管的高正向電壓限制了它對非常小的信號的靈敏度。與點接觸二極管相比，PN結二極管的結電容也大一個數量級或更大。在正偏壓作用下，PN結會在耗盡層臨時儲存少許的電荷載流子，當了讓二極管實現整流，這些電荷那么從耗盡層導出要么與空穴重新結合，在后一種情況下這個過程需要花數微秒的時間才能完成，這樣PN結二極管整流高頻信號的能力就很差，所以，RF檢測器幾乎不使用PN結二極管。

現在，我們來看一下肖特基二極管檢測器。這種二極管具備點接觸二極管的許多優點，但沒有機械易碎的毛病，它是通過在均勻摻雜的半導體片上沉積一層非常薄非常小的金屬層而形成的，由于是物理接觸，所以就迫使金屬層與半導體的費爾米水平相等，金屬作用與半導體材料電子吸引力之差就決定了勢壘的高度，也就決定了結的正向電壓。

市面上一般提供四種硅肖特基二極管，高勢壘正向電壓近600mV，中等勢壘正向電壓大約為330mV，而低勢壘硅肖特基二極管的正向電壓為280mV，零偏壓檢測器的正向電壓為180mV。砷化鎵肖特基二極管的正向電壓可以達到近700mV。像點接觸二極管一樣，肖特基二極管也是以多數載流子導電的器件，因此它們開關阻抗的速度非常快，大多數情況都在1ns以內。

肖特基二極管的結可以做得非常小，因此其結電容也相應很小。這兩個因素使肖特基二極管成為高頻微波和低頻至毫米波頻率應用的優良選擇。需要注意的是肖特基二極管對靜電放電非常敏感，也很容易損壞。

固態溫度計

所有這些二極管的性能對溫度的變化都很敏感。確實，在許多電子溫度調節裝置中，PN結二極管被用作溫度傳感器。在這種情況下，二極管檢測器的輸出電壓就不僅僅是輸入信號幅值的函數了，它也是結溫的函數，這一特性使得我們必須對檢測器電路進行溫度補償，增加一個二極管可以進行有限程度的補償。要獲得更有效的補償，就需要增加一個二極管(作為溫度計)和一個差動放大器。實際的檢測器電路并不像最初的電路這么簡單。

二極管檢測器的傳遞函數可以劃分為不同的兩個區域，即所謂的“平方律區”和“線性區”(見圖1)。平方律區適應于非常小的輸入信號，在這個區域所檢測的輸出電壓正比于輸入信號電壓的平方。對于更大的輸入信號，檢測器則隨輸入信號電壓線性地變化。

這里討論的所有二極管都有這種現象。不過，還是有一個區別，對于每一種結，發生這種轉換(躍遷)時的輸入信號電平是不相同的。這個從平方律區域向線性區的轉換并不是當輸入信號電壓逐漸接近轉換區域時突然發生的，準確地說，它是逐漸發生的，所以在檢測輸入信號電壓時幾乎不會產生誤差。

對數放大器

對于頻率高達8GHz的信號，IC檢波對數放大(log-amp)檢測器相比二極管檢測器來說具有許多優點。在輸入動態范圍、輸入靈敏度及溫度穩定性方面，設計優良的log-amp相比二級管檢測器來說更好。檢波對數放大器由一系列級聯的線性放大器單元組成，這些放大器單元的增益一般來說都是相同的，都在6-12 dB之間，具體值取決于不同的設計目的。封包檢測器與每個增益級相連，在第一個增益級的輸入端。

像AD8306這樣的精密對數放大器的總電壓增益可以達到120dB(百萬分之一的因子)。即使在放大器初級沒有輸入信號，輸出級也接近于抑制狀態。這個抑制狀態是由逐級放大的內部噪聲造成的。當輸入信號幅值增大時，每個增益級就進入抑制狀態，抑制狀態開始于輸出級，并逐漸延伸到輸入級。

與這些增益級輸出端相連的檢測器會產生與這些點的信號電壓成比例的電流，所有輸出電流之和與輸入信號幅值存在對數關系，檢測到的輸出信號相對于輸入電壓呈線性增益變化，對數放大器檢測器的線性增益響應特性有兩個優于平方律檢測器的重要優點。

由于其對數關系，非常大的輸入電壓變化可以用相對較小的檢測器輸出電壓變化來表示。就增益dB而言，在整個額定的輸入信號范圍內對數放大檢測器具有良好的穩定的靈敏度。另外，對數放大器一般由數百個晶體管組成，因此增加幾個用于溫度補償的晶體管幾乎不會增加額外的成本，還可以大大簡化采用對數放大檢測器電路進行設計的工程師的任務。

隨著對數放大器輸入電壓波峰因數的增加，對數放大器的輸出電壓將發生平移(傳遞函數垂直平移，mV/dB不變)，以響應輸入信號電壓峰值的變化。表1中給出了各種輸入電壓的校正因數。如果不知道信號的波峰因數，那么解釋對數放大器輸出時就有可能產生錯誤，例如在呼叫負載和載波功率不斷改變的多路載波W-CDMA基站發射機應用中就可能遇到這種情況。由于二極管檢測器也不具有均方根響應特性，所以波峰因數對二極管檢測器也有同樣的影響。

自動增益控制對數放大檢測器

圖2中給出了TruPwr指數AGC對數放大檢測器的簡化框圖。這里RF信號電壓被加到微分可變鏈式衰減器上，衰減器的輸出傳遞給一個固定增益放大器。鏈式衰減器的衰減率由高斯內插轉發器來控制，這三個單元構成了類似于AD8367 VGA中所發現的X-AMP結構。

RF輸入信號接到微分鏈式衰減器的輸入端，后者由數個6dB的級聯段組成，在這些級聯段之間的每個結點都接有跨導單元，同時這些跨導單元還連接到第一段的輸入和最后一段的輸出上，通過接通一個跨導而斷開其它跨導就可以獲得6dB及數倍的衰減。

如果要求衰減必須在6dB的倍數之間，接通相應大小的跨導即可，在高斯轉發器的控制下這些跨導的輸出迭加在一起，高斯轉發器控制跨導的大小以產生正確的輸出信號幅值。這個轉發器負責對規律曲線中的紋波進行處理。

接下來，放大器的輸出被加到平方運算單元，這個平方運算單元的輸出電流再加到內部迭加結點。一個穩定的片內電壓基準產生的電壓通過緩沖器加到第二個同樣的平方運算單元，其輸出電流與信號路徑平方運算單元的輸出電流相減，然后由內外部電容均分，所產生的電壓緩沖后加到定點電路的輸入端。

然后定點電路將這個電壓衰減或放大后加到可變鏈式衰減器的衰減控制端，鏈式衰減器自動調節衰減率，直到加在信號路徑平方運算單元上的信號達到目標值。當流出信號路徑平方運算單元的平均電流等于流入基準路徑平方運算單元的電流時，就會達到上述狀態：

當這個狀態存在時，有：

這里VATG是加在VTGT腳上的衰減/放大目標電壓。

當達到這個狀態時，緩沖放大器輸出電壓就與輸入信號均方根電壓的對數成比例，這個值直接與輸入信號功率成比例。正如與解調對數放大器的情況一樣，其響應特性也是線性增益(dB)特性。在這個系統中，不需要進行平方根運算，在設計這個電路時正確選擇基準路徑電流值。

就性能而言，對于波峰因數大的輸入信號，與均方根-直流檢測器相比，指數AGC對數放大器有了一定的改進。與輸入信號為純正弦波情況下的性能相比，15個呼叫負載的WCDMA信號的平均誤差只有0.5dB。

利用抖動特性可以進一步改善指數AGC對數放大器的性能。取決于所測量輸入信號的類型，可以加一個噪聲信號到VSET或VTGT引腳上。這樣做的目的是以減小定律適應曲線的紋波幅值這樣一種方式來運用高斯轉發器。

無論在什么情況下，諸如CDMA或WCDMA這樣的RF輸入信號與噪聲類似，則應該使用改進的對數放大電路(圖3)。連接到低通轉角頻率(CLPF)引腳的外部濾波電容是有意選擇用來對加到緩沖放大器的凈電流進行非常細小的濾波處理，但這個濾波處理足以有效地平均輸入信號電壓的平方。

這樣，放大器的輸出電壓帶有很大的噪聲成分，但是其平均值處于正確電壓的中心，對應于輸入信號電壓的均方根值。這個幅值大約在300mVp-p的嘈雜信號直接被加到定點電壓輸入端VSET。 這樣迫使控制輸入信號衰減的高斯轉發器在平衡AGC回路所必需的電壓值上下波動，所產生的衰減就更加依賴于輸入信號電壓的均方根值，而與高斯轉發器內部的衰減紋波有較弱的依賴關系，簡單點說，就是規律曲線中的紋波被扁平化了。

如果像CW正弦波或FM信號一樣，輸入信號具有恒定的包絡，仍然可以實現抖動效應。但是這需要一個通過交流耦合加到VTGT引腳的外部噪聲源。在這種情況下，來自基準平方運算器的電流在VREF電壓所產生的直流電流上下波動，這個波動便在緩沖放大器輸出端VOUT引腳產生噪聲，最終被加到高斯衰減器衰減控制端，其凈效果與前面描述的效果一樣。

控制：額外的一個應用

到現在為止，這篇文章已經討論了多種檢測器的信號電平測量。然而，指數AGC對數放大器還可以用作幅值控制器。例如，可以用對數放大器的輸出電壓來控制像可變增益放大器(VGA)或電壓可變衰減器(VVA)這樣的外部電路元件。在這種情況下，外部電路就成了對數放大器AGC反饋網絡的一部分。

將一個與有效信號水平對應的定點電壓加到VSET引腳，對數放大器的輸出電壓會被迫達到一個電壓值(在電壓范圍內)，這個電壓值必須能夠驅使外部幅值控制元件(本例中為VVA)產生一個可在電流迭加結點平衡平方運算單元電流的輸入信號。在VSET引腳加定點電壓使鏈式衰減器的衰減率保持不變，這樣外部系統級控制就可以實現平衡AGC回路的功能。

注意，加到VSET的定點電壓決定著用于平衡回路的信號電壓均方根值，因此它也決定著一個大功率放大器的輸出功率。例如，在控制模式下，在輸入端產生一個給定信號水平的定點電壓。它與在測量模式下出現所有效輸入信號電壓時對數放大器將產生的電壓相等。

標有“可選調理電路”的電路塊用于平移和放大對數放大器的輸出電壓，其變化在VVA所要求的0~3.6V的控制電壓范圍內。如果VVA的控制電壓范圍等于或略微小于對數放大器的輸出電壓范圍，那么可以省略這個電路塊。

顯然，可用于檢測RF信號水平的技術已經有了很大的改進，從原始的晶體檢測器，已經發展到了解調-指數對數放大器架構以及直接RF均方根-直流轉換器。這些進步使RF信號水平的檢測具有更高的精確度和更好的穩定性，甚至對于那些已在現代通信系統中大量應用的大波峰因數信號的也是如此。

作者：Rick Cory, Eamon Nash