安森美案例：雙開關正激轉換器及其應用設計

　　單開關(或稱單晶體管)正激轉換器是一種最基本類型的基于變壓器的隔離降壓轉換器，廣泛用于需要大降壓比的應用。這種轉換器的優點包括只需單顆接地參考晶體管，及非脈沖輸出電流減小輸出電容的均方根紋波電流含量等。但這種轉換器的功率能力小于半橋或全橋拓撲結構，且變壓器需要磁芯復位，使這種轉換器的最大占空比限制在約50%。此外，金屬氧化物半導體場效應管(MOSFET)開關的漏電壓變化達輸入電壓的兩倍或更多，使這種拓撲結構較難于用在較高輸入電壓的應用。

　　正激轉換器中，變壓器的磁芯單方向磁化，在每個開關周期都需要采用相應的措施來使磁芯復位到初始值，否則勵磁電流會在每個開關周期增大，經歷幾個周期后會使磁芯飽和，損壞開關器件。相對而言，如果有磁芯復位，電流就不會在每個開關周期增大，電壓會基于勵磁電感(Lmag)反相并使磁芯復位。圖1以單開關正激轉換器為例，簡要對比了無磁芯復位與有磁芯復位的電路圖及勵磁電感電流波形。

　　有3種常見的標準磁芯復位技術，分別是三次繞組，電阻、電容、二極管(RCD)鉗位和雙開關正激。三次繞組磁芯復位技術的電路示意圖參見圖1b)，這種技術能夠提供大于50%的占空比，但開關Q1的峰值電壓可能大于輸入電壓的2倍，而且變壓器有三次繞組，使變壓器結構更復雜。RCD鉗位磁芯復位技術也能使占空比大于50%，但需要寫等式和仿真，以檢驗復位的正確性，讓設計過程更復雜。RCD鉗位技術的成本比三次繞組技術低，但由于復位電路中的鉗位電阻消耗能量，影響了電源轉換效率。

圖1：正激轉換器不帶磁芯復位與帶磁芯復位之對比。

　　與前兩種磁芯復位技術相比，雙開關正激更易于實現，而且開關Q1上的峰值電壓等于輸入電壓，降低了開關所承受的電壓應力。這種技術需要額外的MOSFET (Q2)和高端驅動器，且需要2個高壓低功率二極管(D3和D4)，參見圖2。雙開關正激技術的每個開關周期包含3步：第1步，開關Q1、Q2及二極管D1導通，二極管D2、D3及D4關閉；第2步，開關Q1、Q2及二極管D1關閉，而二極管D2、D3及D4導通；第3步，開關Q1、Q2及二極管D1仍然關閉，二極管D2仍然導通，而二極管D3及D4則關閉。

圖2：雙開關正激轉換器電路原理圖。

　　當然，采用這種技術后，轉換器就成了雙開關正激轉換器，它不同于單開關正激轉換器，不需要特殊的復位電路就可以保證可靠的變壓器磁芯復位，可靠性高，適合更高功率等級。

　　NCP1252雙開關正激轉換器演示板規格概覽

　　NCP1252是安森美半導體新推出的一款改進型雙開關正激轉換器，適合于計算機ATX電源、交流適配器、UC38XX替代及其它任何要求低待機能耗的應用，相關能效測試結果將在后文提及。這器件也是一種固定頻率控制器，帶跳周期模式，能夠提供真正的空載工作。此外，NCP1252具有可調節開關頻率，增強設計靈活性；還帶有閂鎖過流保護功能，能夠承受暫時的過載。其它特性還包括可調節軟啟動時長、內部斜坡補償、自恢復輸入欠壓檢測等。

　　NCP1252與市場上不含輸入欠壓檢測 、軟啟動及過載檢測的UC384x系列器件相比，提供這系列器件所不包含的這些功能(額外實現成本為0.07美元)，降低成本并提升可靠性。

　　安森美半導體基于NCP1252構建的演示板規格包括：

• 　　輸入電壓范圍：350至410 Vdc；
• 　　輸出電壓：12 Vdc，精度±5%；
• 　　額定輸出功率：96 W (8 A)；
• 　　最大輸出功率：120 W (每分鐘持續5秒)；
• 　　最小輸出功率：真正空載(無假負載)；
• 　　輸出紋波：50 mV峰值至峰值；
• 　　最大瞬態負載階躍：最大負載的50%；
• 　　最大輸出壓降：250 mV (5 μs內從輸出電流=50%到滿載(5 A到10 A))。

　　NCP1252應用設計：功率元件計算

　　1) 變壓器匝數比、占空比及勵磁電感

　　首先計算變壓器在連續導電模式(CCM)下的匝數比N。

　　根據等式(1)可以推導出等式(2)：

　　(1)

　　(2)

　　其中，Vout是輸出電壓，η是目標能效，Vbulk min是最小輸入電壓(即350 Vdc)，DCmax是NCP1252的最大占空比，N是變壓器匝數比。

　　相應我們也可以驗證出高輸入線路電壓(410 Vdc)時最小占空比，見等式(3)：

　　(3)

　　為了恰當地磁芯復位，需要極小的勵磁電流來對繞組電壓反相。根據經驗法則，勵磁電流為初次峰值電流(Ip_pk)的10%。其中，Ip_pk取值0.94，這數值的計算過程參見后文。變壓器勵磁電感的計算見等式(4)：

　　(4)

　　2) LC輸出濾波器

　　首先選擇交越頻率(fC)。因開關噪聲緣故，fC大于10 kHz時要求無噪聲布線，難于設計。故不推薦在較高的頻率交越，直接選定fC為10 kHz。

　　如果我們假定由fC、輸出電容(Cout)及最大階躍負載電流(ΔIout)確定出ΔIout 時的最大壓降(Vout)為250 mV，我們就能寫出下述等式：

　　(5)

　　(6)

　　我們選擇的是2顆松下FM系列的1,000 μF@16 V電容。從電容規范中解析出：

　　Ic,rms=5.36 A @ TA=+105 ℃

　　RESR,low = 8.5 mW @ TA = +20 ℃

　　RESR,high = 28.5 mW @ TA = -10 ℃

　　接下來，以DIout = 5 A 來計算DVout ，見等式(7)：

　　(7)

　　這里有一個經驗法則，就是選擇等式(6)計算出來的值一半的等效串聯電阻(ESR)電容：RESR,max = 22 mW @ 0 ℃。這個規則考慮到了電容工藝變化，以及留出一些電源在極低環境溫度條件下啟動工作時的裕量。

　　最大峰值到峰值電流(ΔIL)的計算見等式(8)：

　　(8)

　　要獲取輸出電感值，我們能夠寫出關閉時間期間的降壓紋波電流等式：

　　(9)

　　對等式(9)進行轉換，就可以得到等式(10)，最終我們選擇27 μH的標準值。

　　(10)

　　輸出電容的均方根電流(ICout,rms)計算見等式(11)：

　　(11)

　　其中，額定電感時間常數(τ)的計算見等式(12)：

　　(12)

　　3) 變壓器電流

　　經過一系列計算(詳細計算過程參見參考資料3)，可以得到：次級峰值電流(IL_pk)為11.13 A，次級谷底電流(IL_valley)為8.86 A，初級峰值電流(Ip_pk)為0.95 A，初級谷底電流(Ip_valley)為0.75 A，初級均方根電流(Ip,rms)為0.63 A。

　　4) MOSFET

　　由于NCP1252是雙開關正激轉換器，故作為開關的功率MOSFET的最大電壓限制為輸入電壓。通常漏極至源極擊穿電壓(BVDSS)施加了等于15%的降額因數，如果我們選擇500 V的功率MOSFET，降額后的最大電壓應該是：500 V x 0.85 = 425 V。我們選擇的功率MOSFET是采用TO220封裝的FDP16N50，其BVDSS為500 V，導通阻抗(RDS(on))為0.434 Ω(@Tj=110℃)，總門電荷(QG)為45 nC，門極至漏極電荷(QGD)為14 nC。

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