在SMPS應用中選擇IGBT和MOSFET的比較

　　開關電源 （Switch Mode Power Supply；SMPS） 的性能在很大程度上依賴于功率半導體器件的選擇，即開關管和整流器。雖然沒有萬全的方案來解決選擇IGBT還是MOSFET的問題，但針對特定SMPS應用中的IGBT 和 MOSFET進行性能比較，確定關鍵參數的范圍還是能起到一定的參考作用。本文將對一些參數進行探討，如硬開關和軟開關ZVS （零電壓轉換） 拓撲中的開關損耗，并對電路和器件特性相關的三個主要功率開關損耗—導通損耗、傳導損耗和關斷損耗進行描述。此外，還通過舉例說明二極管的恢復特性是決定 MOSFET 或 IGBT導通開關損耗的主要因素，討論二極管恢復性能對于硬開關拓撲的影響。

　　SMPS的進展

　　一直以來，離線式SMPS產業由功率半導體產業的功率元件發展所推動。作為主要的功率開關器件IGBT、功率MOSFET和功率二極管正不斷改良，相應地也是明顯地改善了SMPS的效率，減小了尺寸，重量和成本也隨之降低。由于器件對應用性能的這種直接影響，SMPS設計人員必須比較不同半導體技術的各種優缺點以優化其設計。例如，MOSFET一般在較低功率應用及較高頻應用（即功率《1000W及開關頻率≥100kHz）中表現較好，而 IGBT則在較低頻及較高功率設計中表現卓越。為了做出真實的評估，筆者在SMPS應用中比較了來自飛兆半導體的IGBT器件FGP20N6S2 （屬于SMPS2系列）和MOSFET器件 FCP11N60（屬于SuperFET 產品族）。這些產品具有相近的芯片尺寸和相同的熱阻抗RθJC，代表了功率半導體產業現有的器件水平。

　　導通損耗

　　除了IGBT的電壓下降時間較長外，IGBT和功率MOSFET的導通特性十分類似。由基本的IGBT等效電路（見圖1）可看出，完全調節PNP BJT集電極基極區的少數載流子所需的時間導致了導通電壓拖尾（voltage tail）出現。

　　圖1 IGBT等效電路

　　這種延遲引起了類飽和 （Quasi-saturation） 效應，使集電極/發射極電壓不能立即下降到其VCE（sat）值。這種效應也導致了在ZVS情況下，在負載電流從組合封裝的反向并聯二極管轉換到 IGBT的集電極的瞬間，VCE電壓會上升。IGBT產品規格書中列出的Eon能耗是每一轉換周期Icollector與VCE乘積的時間積分，單位為焦耳，包含了與類飽和相關的其他損耗。其又分為兩個Eon能量參數，Eon1和Eon2。Eon1是沒有包括與硬開關二極管恢復損耗相關能耗的功率損耗； Eon2則包括了與二極管恢復相關的硬開關導通能耗，可通過恢復與IGBT組合封裝的二極管相同的二極管來測量，典型的Eon2測試電路如圖2所示。 IGBT通過兩個脈沖進行開關轉換來測量Eon。第一個脈沖將增大電感電流以達致所需的測試電流，然后第二個脈沖會測量測試電流在二極管上恢復的Eon損耗。

　　圖2 典型的導通能耗Eon和關斷能耗Eoff 測試電路

　　開關電源 （Switch Mode Power Supply；SMPS） 的性能在很大程度上依賴于功率半導體器件的選擇，即開關管和整流器。雖然沒有萬全的方案來解決選擇IGBT還是MOSFET的問題，但針對特定SMPS應用中的IGBT 和 MOSFET進行性能比較，確定關鍵參數的范圍還是能起到一定的參考作用。本文將對一些參數進行探討，如硬開關和軟開關ZVS （零電壓轉換） 拓撲中的開關損耗，并對電路和器件特性相關的三個主要功率開關損耗—導通損耗、傳導損耗和關斷損耗進行描述。此外，還通過舉例說明二極管的恢復特性是決定 MOSFET 或 IGBT導通開關損耗的主要因素，討論二極管恢復性能對于硬開關拓撲的影響。

　　SMPS的進展

　　一直以來，離線式SMPS產業由功率半導體產業的功率元件發展所推動。作為主要的功率開關器件IGBT、功率MOSFET和功率二極管正不斷改良，相應地也是明顯地改善了SMPS的效率，減小了尺寸，重量和成本也隨之降低。由于器件對應用性能的這種直接影響，SMPS設計人員必須比較不同半導體技術的各種優缺點以優化其設計。例如，MOSFET一般在較低功率應用及較高頻應用（即功率《1000W及開關頻率≥100kHz）中表現較好，而 IGBT則在較低頻及較高功率設計中表現卓越。為了做出真實的評估，筆者在SMPS應用中比較了來自飛兆半導體的IGBT器件FGP20N6S2 （屬于SMPS2系列）和MOSFET器件 FCP11N60（屬于SuperFET 產品族）。這些產品具有相近的芯片尺寸和相同的熱阻抗RθJC，代表了功率半導體產業現有的器件水平。

　　導通損耗

　　除了IGBT的電壓下降時間較長外，IGBT和功率MOSFET的導通特性十分類似。由基本的IGBT等效電路（見圖1）可看出，完全調節PNP BJT集電極基極區的少數載流子所需的時間導致了導通電壓拖尾（voltage tail）出現。

　　圖1 IGBT等效電路

　　這種延遲引起了類飽和 （Quasi-saturation） 效應，使集電極/發射極電壓不能立即下降到其VCE（sat）值。這種效應也導致了在ZVS情況下，在負載電流從組合封裝的反向并聯二極管轉換到 IGBT的集電極的瞬間，VCE電壓會上升。IGBT產品規格書中列出的Eon能耗是每一轉換周期Icollector與VCE乘積的時間積分，單位為焦耳，包含了與類飽和相關的其他損耗。其又分為兩個Eon能量參數，Eon1和Eon2。Eon1是沒有包括與硬開關二極管恢復損耗相關能耗的功率損耗； Eon2則包括了與二極管恢復相關的硬開關導通能耗，可通過恢復與IGBT組合封裝的二極管相同的二極管來測量，典型的Eon2測試電路如圖2所示。 IGBT通過兩個脈沖進行開關轉換來測量Eon。第一個脈沖將增大電感電流以達致所需的測試電流，然后第二個脈沖會測量測試電流在二極管上恢復的Eon損耗。

　　圖2 典型的導通能耗Eon和關斷能耗Eoff 測試電路

　　在硬開關導通的情況下，柵極驅動電壓和阻抗以及整流二極管的恢復特性決定了Eon開關損耗。對于像傳統CCM升壓PFC電路來說，升壓二極管恢復特性在Eon （導通） 能耗的控制中極為重要。除了選擇具有最小Trr和QRR的升壓二極管之外，確保該二極管擁有軟恢復特性也非常重要。軟化度 （Softness），即tb/ta比率，對開關器件產生的電氣噪聲和電壓尖脈沖 （voltage spike） 有相當的影響。某些高速二極管在時間tb內，從IRM（REC）開始的電流下降速率（di/dt）很高，故會在電路寄生電感中產生高電壓尖脈沖。這些電壓尖脈沖會引起電磁干擾（EMI），并可能在二極管上導致過高的反向電壓。

　　在硬開關電路中，如全橋和半橋拓撲中，與IGBT組合封裝的是快恢復管或MOSFET體二極管，當對應的開關管導通時二極管有電流經過，因而二極管的恢復特性決定了Eon損耗。所以，選擇具有快速體二極管恢復特性的MOSFET十分重要，如飛兆半導體的FQA28N50F FRFETTM。不幸的是，MOSFET的寄生二極管或體二極管的恢復特性比業界目前使用的分立二極管要緩慢。因此，對于硬開關MOSFET應用而言，體二極管常常是決定SMPS工作頻率的限制因素。

　　一般來說，IGBT組合封裝二極管的選擇要與其應用匹配，具有較低正向傳導損耗的較慢型超快二極管與較慢的低VCE（sat）電機驅動IGBT組合封裝在一起。相反地，軟恢復超快二極管，如飛兆半導體的StealthTM系列，可與高頻SMPS2開關模式IGBT組合封裝在一起。

　　除了選擇正確的二極管外，設計人員還能夠通過調節柵極驅動導通源阻抗來控制Eon損耗。降低驅動源阻抗將提高IGBT或MOSFET的導通 di/dt及減小Eon損耗。Eon損耗和EMI需要折中，因為較高的di/dt 會導致電壓尖脈沖、輻射和傳導EMI增加。為選擇正確的柵極驅動阻抗以滿足導通di/dt 的需求，可能需要進行電路內部測試與驗證，然后根據MOSFET轉換曲線可以確定大概的值 （見圖3）。

　　圖3 MOSFET的轉移特性

　　假定在導通時，FET電流上升到10A，根據圖3中25℃的那條曲線，為了達到10A的值，柵極電壓必須從5.2V轉換到6.7V，平均GFS為10A/（6.7V-5.2V）=6.7mΩ。