DC-DC轉換器初級電流檢測方法

　　引言

　　在開關電源設計中，很重要的一項內容是過載保護功能的設計，尤其是在空間領域，由于其高可靠、高風險、不可維修的特性，使得空間用DC-DC轉換器要具備可靠的過載保護功能。

　　過載保護功能是指在負載過載情況下，能有效保護DC-DC轉換器不會因過熱而損壞。由于用電負載不同，對過載保護功能要求也不同?？刂葡到y要求過載后DC-DC轉換器不能斷電，其采取限流保護；有效載荷系統要求可以在過載后DC-DC轉換器斷電，其采取截流保護。

　　設計過載保護就需要檢測電路中的電流，DC-DC轉換器的電流取樣可以直接檢測輸出回路的電流，例如次級整流回路的電流；也可以檢測初級回路的電流，例如流過功率MOSFET管的電流。

　　電流檢測的一般方式

　　電流檢測常用的方式為電阻直接取樣、利用霍爾元件(LEM)取樣和利用電流互感器取樣。

　　用電阻取樣易于實現，電路設計簡單，但損耗大，檢測信號易受干擾，適用于小功率轉換電路，電路如圖1所示，其中R1為電流檢測電阻。以源端平均電流1A為例，常用的電流控制型PWM控制器UC1845的電流保護檢測電壓為1V，這樣需要的電阻為1Ω，功耗為1W，按照航天器元器件降額要求(GJB／Z 35-93《元器件降額準則》)，至少選用2W的電阻。而一個2W電阻的封裝對于模塊電源來說體積較大。

　　用霍爾元件雖然檢測精度較高，但成本、體積常常對于模塊電源來說還是無法接受。

　　一般電流互感器的特性介于電阻和霍爾元件之間，是用得最多的一種電流檢測方法。DC-DC轉換器中常用的是脈沖直流互感器，其原理如圖2所示，工作方式為單向磁化，類似正激轉換器。當初級電流流通時，磁芯中磁場逐漸增大；當初級電流不再增加時，次級感應電勢將二極管擊穿，使磁芯復位到剩磁感應強度Br。

　　通常初級線圈為1匝，次級匝數很多，這樣可以減小次級反射到初級的阻抗，以減小對初級的影響。

　　如果不考慮線圈電阻，則次級感應電壓可以近似為電壓源，脈沖直流互感器的設計依據公式(1)：

　　

　　式中：e2為次級感應電壓，Ton為導通時間，N2為次級線圈匝數，Ae為磁芯有效截面積，△B為工作磁感應強度，單位為特斯拉(T)。

　　互感器勵磁電流im有如下關系式：

　　

　　一般電流互感器初級匝數為1，即N1=1，則(3)式可以表示為：

　　

　　式中：AL為磁芯電感系數，表達式為：
　　
　　如果定義電流檢測誤差為：
　　
　　即電流互感器設計公式為：
　　
　　用輸入差模電感作電流互感器的原理

　　由于電磁兼容性的需要，DC-DC轉換器輸入端都要加EMC濾波器，通常的濾波器由共模濾波電感、差模濾波電感、濾波電容組成，如圖3所示。

　　由于輸入回路串接了工作于開關狀態的功率開關管，因此輸入端有兩個電流回路，一個是輸入電容通過輸入電感充電回路，另一個是輸入電容通過變壓器初級向功率開關管放電回路。

　　用輸入差模電感作電流互感器，檢測輸入電流的應用電路如圖4所示。

　　下面推導互感器次級感應電壓與輸入電流的關系。

　　如果忽略T1次級反射阻抗的影響，可以將T1初級等效成電流值為輸入電流Iin的恒流源，主變壓器初級及開關管V1可以等效成受占空比控制的脈動電流源。

　　不考慮V1的導通與截止時間，且整個轉換器工作在連續模式，主變壓器初級導通時的電流可以近似為常值，這樣整個工作周期內主要各點電壓、電流波形如圖5所示。

　　電路工作于穩態后，t0～t1時間段V1關斷，輸入通過Iin給輸入電容Cin充電；t1～t2時間段V1導通，輸入電容Cin通過主變壓器和V1放電，如此循環。

　　可以推導輸入電流與電容紋波電壓的關系為：
　　

　　因此可以把輸入電容上的紋波電壓等效為T1初級的交流信號源，如圖6所示。

　　互感器初級按照一般差模電感進行設計，本文再不贅述了。設計次級時，此時不能按照一般電流互感器次級設計，而是把電流互感器次級作為正激變壓器次級去設計，次級匝數為：
　　

　　電路仿真

　　作者用Saber-2005仿真軟件對這一應用電路進行了仿真分析，仿真電路如圖7所示。輸出電壓為28.5V，輸出電流步長為0.1A，從0A變化到4A。

　　測試數據

　　作者設計了一個開關電源，輸入互感器用MPP磁芯55045A2，初級而數22匝，次級匝數220匝，輸出電壓28V，輸出電流步長為0.1 A，從0A變化到4A，輸出電流與互感器次級感應電壓Vout的實測曲線如圖8所示。

　　結語

　　本文探討了一種利用輸入濾波差模電感，做DC-DC轉換器輸入電流互感器的原理與設計方法，在電路應用中可以省略單獨的電流互感器。當然對于具體電路，其設計要依賴于輸入濾波電容的大小，因此對于一個具體的DC-DC轉換器，應先設計輸入濾波電路，再設計該電流互感器。