新型同步補償器直流側儲能電容值的選取方法

　　從圖2可以看出，輸出電壓波形比較復雜，SPWM（正弦波調制PWM）調制在調制波的各周期內，無法以調制波角頻率wS為基準，用傅立葉級數把它分解為調制波角頻率倍數的諧波，為此必須采用雙重傅立葉級數展開的方法，即采用以載波的角頻率wC為基準，考察其邊頻帶諧波分布的情況。

　　為了分析方便，將圖2所示的4個載波信號用“分段線性函數”來表示。這樣第n個（n=1，2，3，4分別表示從上到下的4個載波）三角載波的數學方程式可以寫成如下形式

　　其中k=0，1，2，3，。..。

　　正弦調制波的方程式為

　　假設n為某相對于調制波的諧波次數;m為該相對于載波的諧波次數。則v的雙重傅立葉級數表達式為

　　根據式（3）和（4），通過數學運算，可以得到v的各級諧波的系數。需要指出的是對于五電平逆變器不同載波調制策略，其輸出相電壓和線電壓表達式不同。當所有載波同相位調制時，輸出線電壓的諧波最少，此時相電壓和線電壓的輸出分別如式（5）和（6）所示。

　　4 主從型逆變器輸出電壓的仿真研究

　　4.1 主從型逆變器仿真模型的建立

　　為了研究主從型逆變器的輸出特性，首先假定逆變器直流側的電壓恒定，逆變器中器件用理想開關來代替。構建主從型逆變器的仿真模型如圖3所示。

　　載波頻率與調制波頻率比值N的選擇對逆變器輸出電壓的諧波影響很大，N越大，諧波含量越少，但由于實際開關器件的限制，N不可能取得太大。另外，M取值的不同，逆變器輸出諧波含量不同。因此，以N、M為參數，應用MATLAB的simulink仿真工具，給出了對N、M取不同值時，主從逆變器各部分輸出的線電壓波形，并通過FFT分析了諧波的頻譜特性。

　　4.2 仿真結果及分析

　　基于MATLAB的simulink仿真工具，根據影響逆變器輸出特性的主要參數調制比M和載波比N，給出了各種不同情形的仿真結果，驗證理論分析的正確性和電路結構的優越性，所有的逆變器輸出電壓波形均為線電壓。由于所提出的電路結構類似于五電平電路，相電壓輸出均為五電平，但輸出線電壓卻不同。從仿真結果可以看出當調制比較低時（M》0.5 ）線電壓輸出為五電平，調制比較大時（M》0.5）線電壓輸出為七電平或更高，諧波大大減少。

　　（1）逆變器輸出線電壓仿真

　　逆變器輸出線電壓仿真波形如圖4~6。

　　從上述圖形可以看出，逆變器的輸出調制波形隨著調制比M的變化而發生變化，M不同，逆變器輸出逆變電壓擬合正弦波的程度是不同的。

　　（2）諧波頻譜分布與載波比N的關系（調制比M不變）

　　利用FFT對所提出的逆變器的輸出電壓進行諧波分析，圖7所示為不同載波比且調制比不變情況下的相電壓輸出頻譜。

　　從圖中可以看出在調制比M不變的情況下，本文提出的主從逆變器結構的主逆變器輸出電壓，對于相電壓N次以下的諧波含量很低，但其第N次諧波的含量相對較大，所以在器件損耗及開關頻率允許的情況下，載波比應盡量大些。

　　（3）諧波頻譜分布與調制比M的關系（載波比N不變）

　　利用FFT對所提出的逆變器輸出電壓進行諧波分析，圖8所示為不同調制比M且載波比N不變的情況下相電壓輸出頻譜。

　　從圖8可以看出，相電壓的諧波含量受M的影響很大，對于本文中的這種主從型的逆變器，當M《0.5時，逆變器處于欠調制狀態;當M》1時，逆變器處于過調制狀態。這兩種狀態下諧波頻譜中低次諧波的含量明顯增加，所以，設計系統時調制比應選擇在0.5

　　綜合以上分析，對于本文STATCOM的主從型結構逆變器，采用PWM的方法時，只要調制比M選擇合適，其電壓輸出對電網造成的低次諧波干擾是非常小的，而高次諧波可以通過采用電容高通濾波器很容易濾除。這充分表明了該結構在控制諧波方面的優越性能。

　　5 結論

　　（1）結合二極管箝位多電平逆變器和H橋級聯逆變器的結構特點，提出一種五電平的主從型逆變器結構：主逆變器采用二極管箝位三電平逆變器，從逆變器為三個H橋逆變器，主逆變器和從逆變器級聯連接，即二極管箝位三電平逆變器的每相輸出分別連到一個H橋逆變器的一個橋臂上，H橋逆變器的另外一個橋臂的輸出作為整個逆變器相電壓的輸出端。

　　（2）詳細討論了主從型逆變器輸出電壓的諧波分析方法。對本文提出的主從型逆變器輸出電壓進行了仿真研究，對比分析了影響主從型逆變器輸出電壓諧波的因素。