級聯多電平逆變器特性研究

　　因此，在三相系統中pd型系統是最優的。對于單相逆變器，apod配置電壓諧波最小。

　　實際中，由于在混聯電路中，不同逆變單元中采用的器件不一樣，為了充分利用器件的開關特性，因此調制波不變，而載波的頻率可以設置的不一樣，大功率器件采用較低頻率的載波，較小功率的器件采用較高頻率的載波，如圖12（b）所示。這樣既充分利用了器件，又提高了輸出波形質量。

　　3.3 開關頻率優化pwm法（switch frequency optimal—sfopwm）［8］

　　開關頻率優化pwm法與shpwm法類似，這種方法，它們的載波要求相同，但sfopwm的正弦調制波中注入了零序分量，使調制比增大。對于一個三相系統，這個零序分量是三相正弦波瞬態最大最小值的平均值。所以sfopwm法的調制波是通常的三相正弦波減去零序分量后所得到的波形，零序分量和三相調制波的計算公式如下：

　　vzero=（max（va，vb，vc）+min（va，vb，vc））/2

　　va＊=va－vzero

　　vb＊=vb－vzero

　　vc＊=vc－vzero

　　該方法只適用于三相系統，因為注入的零序分量在單相系統統中無法相互抵消，從而在輸出波形中存在三次諧波，如圖13所示。也有人把開關頻率優化pwm法和三角波移相pwm法結合產生新的ps-sfopwm法，該法特點：在相同的開關頻率下，等效開關頻率提高了很多倍，因而諧波大大減小，電壓調制比提高了1.15倍。

　　3.4 直接脈寬調制法［47］［49］

　　根據三相參考電壓直接確定在一個控制周期內的開關函數，并計算各個開關函數的作用時間，最后合成逆變器的pwm脈沖輸出。

　　特點：不需定義載波信號和空間電壓矢量，與前幾種方法相比，算法簡單，數字實現容易，占機內存小，在原理上體現了pwm的伏秒平均等效原則。這種方法適合于各種電平，電平數的增加并不增加算法的復雜性和計算量，且不受拓撲結構的限制。

　　3.5 多電平最優空間電壓矢量法［50］

　　不管多電平的電平數為多少，首先借助于電平圓整的方法，將成百上千的待選矢量限制在接近于參考矢量的8個矢量，然后將這8個矢量與參考矢量逐一對比，最接近的參考矢量既為最優空間矢量，從而得到三相最優電平輸出。

　　該法特點：微機執行的時間與電平數無關。當電壓較高時，電平數較多有較大優勢，開關頻率低，線電壓總諧波含量低，優于多載波pwm法。

　　3.6 混合pwm法［23］［37］［53］

　　本方法主要針對非對稱混聯逆變電路。為了實現輸出電壓波形的連續調幅，需要對多電平電路進行pwm控制。同時為了降低脈沖階躍幅度帶來的電磁干擾，連續調幅時產生的脈沖不超過1v。圖14為23型3級h橋非對稱混聯逆變電路（三個級聯單元的直流電壓比為1:2：4）的混合pwm調制方法示意圖。首先對電壓為2v和4v單元按圖14（a）中的iii、iv波形進行驅動，然后將i中正弦調制波和iii、iv波形相減，得到1v單元的調制波ii。再用ii和三角載波進行調制，形成1v單元的pwm驅動波形，如圖14（b）所示。顯然，該法只對1v單元進行了pwm調制，因此在選擇器件時，就可以在2v和4v單元使用低頻大功率器件，如igct;而在1v的pwm單元采用高頻小功率器件。

　　文章同時對該法的擴展進行了研究，為了降低脈沖階躍帶來的電磁干擾及消除高次諧波，提出了“1＋33”或“2+33”等混聯逆變電路實現方案。

　　4 級聯多電平逆變器的其他問題

　　4.1 級聯多電平逆變器的功率平衡［6］［10］［28］［31］［45］［46］［51］

　　在多橋串聯的級聯對稱逆變器中，從長期運行的角度看，各逆變單元的功率平衡，將影響裝置的可靠性。為使各逆變單元工作應力平衡，需要對其相應的脈沖循環進行研究。以下研究假設串聯逆變單元數為k。

　?。?） 循環變換階梯調制法［8］［45］［51］（step modulation）

　　它就是傳統的等周期循環法。在相鄰的k個控制周期中，對一相各串聯單元的控制脈沖進行輪換，以保證各單元功率平衡。其輸出脈沖在一個控制周期中總是中心對稱如圖15（a）所示，h1、h2和h3代表三個串聯h橋。圖15（b）所示為k=3時傳統等周期循環法的工作示意圖及一個完整的循環周期（三個周期）的開關次數。顯然采用這種方式，功率器件的開關次數多。

　?。?） 旋轉變換階梯調制法［8］［45］［51］（rotating commutation of steps）

　　也稱錯位等周期循環法。它通過改變各串聯逆變單元的控制脈沖和循環次序使得在兩個控制周期切換時，所有功率器件不動作，大大減少開關次數。其輸出脈沖在一個控制周期中或者從控制周期的起點開始，或者在控制周期的終點結束。如圖16所示，其中k=3。顯然這種方法既平衡了功率，又減少了開關次數，降低了器件的開關損耗，很適用于大功率應用。有些文章在此基礎上進行深入研究，提出了最小化管子的開關時刻的方法來優化輸出波形，以及限制直流電容上的電壓脈動［6］。與傳統算法相比，這種算法自由度少，控制效果好。除了上述方法外，還有等基波周期循環法、半基波周期循環法等，但它們的開關次數都很多，損耗大。

　　4.2 主從逆變單元的功率分配［10］［31］

　　有些學者為非對稱混聯多電平逆變電路提出了主從逆變單元的概念。主逆變單元（master）就是串聯連接的逆變器中，直流電壓最高的單元，它承擔級聯逆變器大多數的功率，通常由gto、igct完成，同時通過dc/dc雙向功率電源向從逆變單元（slave）供電。其它的逆變單元稱為從逆變單元，直流電壓較低，只負責完成自己的逆變任務。圖17所示為（a）（b）（c）（d）分別為4級連接81電平的逆變器主電路、輸出波形、功率分配情況及dc/dc雙向功率電源。

　　4.3 級聯多電平逆變器的共模電壓的抑制［9］［36］［43］

　　逆變器的共模電壓是指負載中性點與逆變器輸出的等值中性點之間的電壓。在交流調速中，pwm逆變電路或級聯型逆變電路在實際應用中都會產生共模電壓。共模電壓在功率器件的高速開關期間會產生充放電電流。此電流通過電機內部的寄生電容產生流入地線的漏電流。漏電流過大將對電源產生電磁干擾，還會使電機軸承過早毀壞，從而影響系統運行的可靠性。因此，減小和消除共模電壓的研究將極有意義。

　　文獻［9］［36］對在各種不同的控制方法下，級聯型逆變電路共模電壓的產生機理、大小進行比較，提出了采用電壓胞異相調制和注入三次諧波等方法，消除共模電壓，同時并不降低直流電壓利用率。文獻［43］提出了一種新穎的用于消除pwm逆變器輸出共模電壓的有源濾波器。該濾波器由一個單相逆變五繞組共模變壓器組成，可以產生與pwm逆變器輸出的電壓幅值相等，相位相反的共模電壓，通過五繞組共模變壓器疊加到逆變器的輸出，從而有效消除電機的共模電壓。

　　5 結束語

　　級聯多電平逆變電路由于其特有的優越性，在電氣工程領域里的應用越來越廣泛，特別是在高壓領域里。本文從拓撲結構、控制方法和功率分配等角度對現有的文