級聯多電平逆變器特性研究

　　除了上述的聯結方式以外，還有由一個三相三電平二極管箝位逆變器或飛跨電容型逆變器和三個單相h橋逆變器串聯形成的三相級聯逆變器［33］［49］。這種電路結構簡單，控制也易于實現，實際中已有使用。圖7為單-三相混合級聯逆變電路圖。

　　（3） 減少獨立電源數的級聯多電平逆變電路［18］

　　由前述可以看出，級聯多電平電路顯示了其巨大的優越性，特別是模塊化的輸出為系統帶來很多方便。但是，在具有獨立直流電源的級聯多電平逆變電路中，其所需獨立直流電源數很大，且隨著輸出電平數及逆變器相數的增加而增加。如果每一個直流電源都需要被控制的話，就使整個系統的控制變得很復雜。因此文獻［18］提出了一種合成電路的思想，以期減少直流電源數量。

　　圖8（a）為推薦的三相級聯逆變主電路，它只有三個獨立直流電源，每相根據各開關的不同組合可以產生＋2vdc、-2vdc、＋vdc或-vdc電平的電壓。圖中fbc為基本的h橋逆變單元。為了避免各直流電源短路，增加了一組合成電路（synthesizingcircuit）。合成電路基本模式如圖8（b）所示，具體實現由圖8（c）所示的兩種方法完成，s1和s2為雙向開關。

　　3 級聯多電平逆變器控制策略

　　3.1三角載波移相pwm法（triangular carrier phase shifting pwm method pspwm）

　　三角載波移相pwm法是一種專門用于級聯多電平逆變器的pwm方法。每個逆變單元的調制信號均由一個三角載波和一個正弦調制波比較產生，所有模塊的正弦調制波一樣，而三角載波依次相移一個角度，從而使得各單元模塊產生的spwm波在相位上相互錯開，最終各模塊串聯疊加后輸出的pwm波頻率提高了很多倍，可大大減小濾波電感的體積。

　　如對于m個逆變單元串聯的逆變電路，假設三角載波的頻率為正弦調制波的k倍，則相鄰載波之間的相移為2π/mk，相應的輸出等效載波頻率為mk。很多文章對輸出的諧波幅值及頻率與相位之間的關系進行了詳細分析［25］［42］。驗證了上述結論。圖9為3個逆變單元串聯的pspwm調制原理。

　　該法適合于單相系統。

　　3.2 諧波消去法（harmonic elimination methog）［5］［7］［11］［21］［24］［33］［55］

　?。?） 優化階梯波寬度法（step modulation pwm）

　　它是基于合成理論，將串聯連接的多個逆變單元輸出的矩形波進行合成、疊加，成為接近于正弦波的階梯波，根據要消去的諧波項，通過優化選擇各逆變單元器件的導通和截止的時刻（也就是各單元輸出方波的寬度），從而達到消去特定諧波的目的。

　　如圖10（a）所示為三級串聯的多電平逆變器，v1、v2和v3是三個逆變單元輸出的電壓，最上面的波形為合成以后的階梯波形，通過合理選擇θ1、θ2和θ3來優化階梯波。文獻［11］［24］對此優化算法進行了詳細分析。

　?。?） 特定諧波消去法（selective harmonic elimination pwm shepwm）

　　特定諧波消去法也是基于合成理論，在上述優化階梯波寬度法的基礎上改進而來。優化階梯波寬度法的開關角必須滿足0＜θ1，θ2，…，θk＜π/2，否則該方法不存在，因此其調制范圍通常較窄。而特定諧波消去法提高了該法的調制范圍。其基本思想是：由k（k為串聯連接的逆變單元數）對脈沖波合成的輸出，可將其調制范圍分為k個區間，在不同的區間采用不同的波形疊加方式。

　　實際上特定諧波消去法就是每個逆變單元在控制上增加更多的自由度，如對三級串聯的逆變電路三級分別增加自由度變量：α1、α2和α3;β1、β2、β3和β4;γ1、γ2、γ3、γ4和γ5，如圖10（b）所示，通過調整這11個參數以消除更多的諧波。但是，很明顯，它是以提高開關頻率做代價的，算法比優化階梯波寬度復雜很多［21］［55］。

　　（3） 虛擬級的脈寬調制法［21］（virtual stage pulse-width modulation techniquevspwm）

　　上面兩種方法的開關頻率都是基波頻率，能消除的諧波個數受逆變器電平級數的限制。為了消除更多次數的諧波，提出了一種更一般的波形疊加方法［21］。由k個直流電壓相等的h橋構成的逆變器，其輸出可以由p個正脈沖和q個負脈沖合成（p-q=k），如圖11所示。通過選擇正、負脈沖的個數，消除更多的諧波。該法不受逆變器電平數的限制，但開關頻率也提高。

　　其實，無論采用上述諧波消去法中的何種方法，都必須求解一組超越方程以確定開關角等。同時采用數值法求解時，存在解的存在及唯一性問題。

　　3.3 子諧波pwm法（subharmonic pwm）［8］［22］［25］［34］

　　對于n個逆變單元串聯的逆變器，每相控制可采用n個具有相同頻率（fc）和峰值（ac）的三角載波與一個頻率和幅值分別為fm和am的正弦調制波相比較，為了使n個三角載波所占的區域是連續的，它們在空間上是緊密相連且整個載波集對稱分布于零參考的正負兩側。在正弦波與三角波相交的時刻，如果調制波的幅值大于某個三角波的幅值，則開通相應的開關器件，反之，如果調制波的幅值小于某個三角波的幅值則關斷該器件。該方法的原理如圖12（a）所示。顯然，最上層和最下層的逆變單元器件的開關次數多，因此，為了平衡開關數，可以采用不同波段變頻的策略［8］，如圖12（b）所示。

　　根據三角載波的相位的不同，shpwm可分為三種典型的情況［25］［39］。

　?。?） pd法

　　所有載波具有相同相位（pd法）：諧波主要集中在載波頻率處，該處的諧波幅值較大，從而使相電壓畸變較大;其它的諧波分量主要是以載波整數倍頻率為中心的邊帶諧波，幅值較小。在三相系統的輸出線電壓中，由于各個三角載波同相位，因此載波處的諧波相互抵消，使線電壓的thd降的較低;因此對于三相系統，如果載波比為3的倍數時，pd法線電壓諧波最?。ㄈ沃C波被消去）。

　?。?） pod型

　　所有位于零基準以上的載波同相位，所有位于零基準以下的載波具有相反相位（pod型）：在相電壓和線電壓中，都沒有載波諧波，但均存在以載波整數倍頻率為中心的邊帶諧波，且其幅值大于pd型系統中的相應幅值，所以，該方法最終得到的相電壓和線電壓的相對較高。

　?。?） apod型

　　所有載波自上而下，交替反相和同相（apod型）：其頻譜分布與pod型系統很類似，所有諧波基本都位于以載波整數倍頻率為中心的邊帶上，唯一的區別就是，pod型中的諧波能量主要集中在載波頻率兩