閉環反饋控制功率電子變換系統不穩定性抑制技術
加入技術交流群
4.1 可控阻尼LC輸出濾波器
變換器常規輸出濾波器等效電路如圖4a所示，輸出電壓uO對濾波器前端電壓uAB的傳遞函數為
其有效阻尼比
從濾波器瞬態響應角度看，在空載或輕載時，若LC濾波器前端出現一擾動階躍輸入Ur，則濾波器輸出端相應地出現多次振蕩，該振蕩疊加到輸出電壓上，引起輸出電壓誤差較大。為簡化分析，在此僅討論空載時情況，由疊加原理可得其振蕩電路如圖4b所示，Rd包括了引線電阻與感容寄生電阻，其值非常小。由該擾動階躍輸入Ur在濾波器輸出端引起的振蕩電壓分量為
式（8）中第一項就此次擾動而言是個定值，它所引起的電壓誤差量通過反饋控制系統很容易得到調節；因為Rd非常小，故（8）式第二項幅值衰減很慢。雖然控制系統的補償網絡可對其進行一定的調節作用，但由于其頻率ω1和無阻尼自然諧振頻率ωn很接近，若控制系統補償網絡的動態響應速度不是非常迅速時（如電壓單閉環反饋系統），則此時系統的調節作用就比較有限，并且反容易受到該振蕩分量的影響，引起uAB中出現頻率與無阻尼自然諧振頻率ωn相近的諧波分量，LC輸出濾波器不能對其進行有效抑制和濾除，最后表現為輸出電壓基波上疊加有一擾動振蕩諧波分量。
對此，可從兩個方面解決問題。一者可以通過調整控制系統補償網絡或控制策略，提高其動態響應速度來解決。例如讓功率電子變換系統工作在DCM模式、或采用電流控制調制技術，使得輸出濾波器由二階降為一階。這樣對整個系統而言，LC濾波器對穩定性影響減小，從而加大系統穩定性[3]。但電流斷續DCM工作模式只適用于功率較小的場合；電流調制技術較復雜，并且受控制策略的限制。
二者可以在不改變系統整體結構（如控制策略、工作模式等）的情況下加大 ，從而加快（8）式中第二項幅值的衰減，對其進行有效抑制。加大
增加Rd有四種方法。一是在圖4b Rd處串接一小電阻Rf（Rd與其相比很小可忽略不計），空載時其傳遞函數為
（9）式與（7）式空載時的傳遞函數相比，根軌跡的極點從虛軸向左半平面移動，增加了系統的穩定性；但這種方法在外接負載時流過小電阻Rf的電流很大，會產生過大的損耗。
第二種方法是在濾波電容Cf處并聯一個較大的電阻RLS，經過計算推導，RLS折算成串聯等效
三是在Cf處串接一小電阻Rf，如圖5a所示。這種方法避免了第一種方法在負載時損耗過大的缺點；在空載時第三種方法和第一種方法的電路結構雖然相同，但兩者的傳遞函數并不一樣，第三種方法的傳遞函數為
多了一個左半平面的零點，使得根軌跡向左移，增加了系統的穩定性，減小了系統響應的調整時間。但第三種方法會使輸出電壓中高頻諧波濾除得不太干凈，因為小電阻上有小部分高頻諧波壓降，另外在Cf較大時（結合基波頻率時的容抗考慮）小電阻Rf上的損耗也不能忽視。
第四種方法是作者提出的可控諧振阻尼LC輸出濾波器[7]，如圖5b所示。為了消除第三種方法的缺點，將Cf一分為二，其中一個電容串一小電阻Rf，Cf=Cf1+Cf2，Cf1會使輸出電壓中的高頻諧波濾除干凈，電阻Rf與Cf2相串可抑制振蕩且使電阻損耗大為減小。Cf2值應盡可能取小以減小電阻Rd上的損耗，一般約為Cf的一半；電阻Rf一般取值幾歐姆~幾十歐姆左右，主要通過和Cf2的容抗比較而定，原則上Rf在遠小于Cf2容抗的前提下盡可能取大但又必須保證其損耗要小，具體可通過計算、計算機仿真和試驗綜合確定。
評論