常用電源設計技巧

　　一 反激式電源中的鐵氧體磁放大器

　　對于兩個輸出端都提供實際功率（5 V 2 A和12 V 3 A，兩者都可實現± 5%調節）的雙路輸出反激式電源來說，當電壓達到12 V時會進入零負載狀態，而無法在5%限度內進行調節。線性穩壓器是一個可實行的解決方案，但由于價格昂貴且會降低效率，仍不是理想的解決方案。我們建議的解決方案是在12 V輸出端使用一個磁放大器，即便是反激式拓撲結構也可使用。

　　為了降低成本，建議使用鐵氧體磁放大器。然而，鐵氧體磁放大器的控制電路與傳統的矩形磁滯回線材料（高磁導率材料）的控制電路有所不用。鐵氧體的控制電路（D1和Q1）可吸收電流以便維持輸出端供電。該電路已經過全面測試。變壓器繞組設計為5 V和13 V輸出。該電路在實現12 V輸出± 5%調節的同時，甚至還可以達到低于1 W的輸入功率（5 V 300 mW和12 V零負載）。

　　二 使用現有的消弧電路提供過流保護

　　考慮一下5 V 2 A和12 V 3 A反激式電源。該電源的關鍵規范之一便是當12 V輸出端達到空載或負載極輕時，對5 V輸出端提供過功率保護(OPP)。這兩個輸出端都提出了± 5%的電壓調節要求。

　　對于通常的解決方案來說，使用檢測電阻會降低交叉穩壓性能，并且保險絲的價格也不菲。而現在已經有了用于過壓保護(OVP)的消弧電路。該電路能夠同時滿足OPP和穩壓要求，使用部分消弧電路即可實現該功能。

　　從下圖可以看出，R1和VR1形成了一個12 V輸出端有源假負載，這樣可以在12 V輸出端輕載時實現12 V電壓調節。在5 V輸出端處于過載情況下時，5 V輸出端上的電壓將會下降。假負載會吸收大量電流。R1上的電壓下降可用來檢測這一大量電流。Q1導通并觸發OPP電路。

　　三 有源并聯穩壓器與假負載

　　在線電壓AC到低壓DC的開關電源產品領域中，反激式是目前最流行的拓撲結構。這其中的一個主要原因是其獨有的成本效益，只需向變壓器次級添加額外的繞組即可提供多路輸出電壓。

　　通常，反饋來自對輸出容差有最嚴格要求的輸出端。然后，該輸出端會定義所有其它次級繞組的每伏圈數。由于漏感效應的存在，輸出端不能始終獲得所需的輸出電壓交叉穩壓，特別是在給定輸出端因其它輸出端滿載而可能無負載或負載極輕的情況下更是如此。

　　可以使用后級穩壓器或假負載來防止輸出端電壓在此類情況下升高。然而，由于后級穩壓器或假負載會造成成本增加和效率降低，因而它們缺乏足夠的吸引力，特別是在近年來對多種消費類應用中的空載和/或待機輸入功耗的法規要求越來越嚴格的情況下，這一設計開始受到冷落。圖1中所示的有源并聯穩壓器不僅可以解決穩壓問題，還能夠最大限度地降低成本和效率影響。

用于多路輸出反激式轉換器的有源并聯穩壓器

　　該電路的工作方式如下：兩個輸出端都處于穩壓范圍時，電阻分壓器R14和R13會偏置三極管Q5，進而使Q4和Q1保持在關斷狀態。在這樣的工作條件下，流經Q5的電流便充當5 V輸出端很小的假負載。

　　5 V輸出端與3.3 V輸出端的標準差異為1.7 V。當負載要求從3.3 V輸出端獲得額外的電流，而從5 V輸出端輸出的負載電流并未等量增加時，其輸出電壓與3.3 V輸出端的電壓相比將會升高。由于電壓差異約超過100 mV，Q5將偏置截止，從而導通Q4和Q1并允許電流從5 V輸出端流到3.3 V輸出端。該電流將降低5 V輸出端的電壓，進而縮小兩個輸出端之間的電壓差異。

　　Q1中的電流量由兩個輸出端的電壓差異決定。因此，該電路可以使兩個輸出端均保持穩壓，而不受其負載的影響，即使在3.3 V輸出端滿載而5 V輸出端無負載這樣最差的情況下，仍能保持穩壓。設計中的Q5和Q4可以提供溫度補償，這是由于每個三極管中的VBE溫度變化都可以彼此抵消。二極管D8和D9不是必需的器件，但可用于降低Q1中的功率耗散，從而無需在設計添加散熱片。

　　該電路只對兩個電壓之間的相對差異作出反應，在滿載和輕負載條件下基本不起作用。由于并聯穩壓器是從5 V輸出端連接到3.3 V輸出端，因此與接地的并聯穩壓器相比，該電路的有源耗散可以降低66%。其結果是在滿載時保持高效率，從輕負載到無負載的功耗保持較低水平。

　　四 采用StackFET?的高壓輸入開關電源

　　使用三相交流電進行工作的工業設備常常需要一個可以為模擬和數字電路提供穩定低壓直流電的輔助電源級。此類應用的范例包括工業傳動器、UPS系統和能量計。

　　此類電源的規格比現成的標準開關所需的規格要嚴格得多。不僅這些應用中的輸入電壓更高，而且為工業環境中的三相應用所設計的設備還必須容許非常寬的波動—包括跌落時間延長、電涌以及一個或多個相的偶然丟失。而且，此類輔助電源的指定輸入電壓范圍可以達到57 VAC至580 VAC之寬。

　　設計如此寬范圍的開關電源可以說是一大挑戰，主要在于高壓MOSFET的成本較高以及傳統的PWM控制環路的動態范圍的限制。StackFET技術允許組合使用不太昂貴的、額定電壓為600V的低壓MOSFET和Power Integrations提供的集成電源控制器，這樣便可設計出簡單便宜并能夠在寬輸入電壓范圍內工作的開關電源。

采用StackFET技術的三相輸入3W開關電源

　　該電路的工作方式如下：電路的輸入端電流可以來自三相三線或四線系統，甚至來自單相系統。三相整流器由二極管D1-D8構成。電阻R1-R4可以提供浪涌電流限制。如果使用可熔電阻，這些電阻便可在故障期間安全斷開，無需單獨配備保險絲。pi濾波器由C5、C6、C7、C8和L1構成，可以過濾整流直流電壓。

　　電阻R13和R15用于平衡輸入濾波電容之間的電壓。

　　當集成開關(U1)內的MOSFET導通時，Q1的源端將被拉低，R6、R7和R8將提供柵極電流，并且VR1到VR3的結電容將導通Q1。齊納二極管VR4用于限制施加給Q1的柵極源電壓。當U1內的MOSFET關斷時，U1的最大化漏極電壓將被一個由VR1、VR2和VR3構成的450 V箝位網絡箝位。這會將U1的漏極電壓限制到接近450 V。與Q1相連的繞組結束時的任何額外電壓都會被施加給Q1。這種設計可以有效地分配Q1和U1之間的整流輸入直流電壓和反激式電壓總量。電阻R9用于限制開關切換期間的高頻振蕩，由于反激間隔期間存在漏感，箝位網絡VR5、D9和R10則用于限制初級上的峰值電壓。

　　輸出整流由D1提供。C2為輸出濾波器。L2和C3構成次級濾波器，以減小輸出端的開關紋波。

　　當輸出電壓超過光耦二極管和VR6的總壓降時，VR6將導通。輸出電壓的變化會導致流經U2內的光耦二極管的電流發生變化，進而改變流經U2B內的晶體管的電流。當此電流超出U1的FB引腳閾值電流時，將抑制下一個周期。輸出穩壓可以通過控制使能及抑制周期的數量來實現。一旦開關周期被開啟，該周期便會在電流上升到U1的內部電流限制時結束。R11用于限制瞬態負載時流經光耦器的電流，以及調整反饋環路的增益。電阻R12用于偏置齊納二極管VR6。

　　IC U1 (LNK 304)具有內置功能，因此可根據反饋信號消失、輸出端短路以及過載對該電路提供保護。由于U1直接由其漏極引腳供電，因此不需要在變壓器上添加額外的偏置繞組。C4用于提供內部電源去耦。

　　五 使用TopSwitch.-GX設計正激式轉換器

　　該電路能確保變壓器在每個周期進行復位，因此可大大簡化使用TopSwitch-GX設計正激式轉換器的過程。

正激式轉換器復位檢測方案

　　檢測電路與正激式轉換器偏置繞組配合使用可以檢測關斷期間的電壓波形。當此間電壓較高時，信號會應用于TopSwitch-GX L引腳，使其斷開與S引腳的連接，從而抑制內部MOSFET開始另一個導通周期。當偏置繞組上的電壓信號開始衰弱時，即表示變壓器已經復位，L引腳