驅動器UCC27201上電時刻HO引腳誤脈沖的分析

摘要

在隔離DC/DC電源中經常會使用到帶浮地功能的雙通道驅動器UCC27201。實際應用發現，某些場景中，其HO引腳會在上電時刻產生誤脈沖。該誤脈沖導致系統有開機異常的風險。本文通過實際仿真和電路原理分析，詳細介紹了誤脈沖產生的機理，隨后提供了兩個針對該誤脈沖的解決方案，并給予了詳細解釋。

1、隔離電源系統設計

某隔離電源系統完成DC/DC的轉換，采用全橋拓撲，輸出電壓為12V。其中，全橋的原邊側驅動器就采用了UCC27201，共計兩顆。

1.1隔離電源系統簡述

該隔離電源系統完成寬范圍輸入電壓（36V~72V）到12V的轉換，輸出功率350W。系統采用帶同步整流功能的硬開關全橋拓撲（HSFB）。圖1所示的是該系統的方框圖，包含有主控芯片LM5035，置于原邊側的驅動器UCC27201，置于副邊側的驅動器UCC27324和隔離器等器件。

圖1：隔離電源系統框圖

1.2UCC27201的應用

UCC27201是帶有浮地功能的MOSFET驅動器，具有高端輸出和低端輸出兩個通道，可以應用于BUCK，半橋和全橋等拓撲。該芯片引腳的描述如下：

●VDD(Pin1)：供電引腳，范圍是8V~17V，典型值為12V；

●VSS(Pin7)：芯片地引腳；

●HI,LI(Pin5,Pin6)：高端驅動輸入和低端驅動輸入；

●HO,LO(Pin3,Pin8)：高端驅動輸出和低端驅動輸出；

●HB,HS(pin2,pin4)：浮地供電和浮地引腳，用于高端驅動供電；

如圖2，在本電源系統中，一顆UCC27201的兩路輸出驅動全橋同一側橋臂的兩個MOSFET，主要連接網絡標示如藍色字體。另一顆UCC27201的兩路輸出則是驅動全橋的另一側橋臂。

圖2：驅動器UCC27201的實際應用

采用上述應用電路的實際驅動信號見圖3，包括了軟啟動和正常運行等兩個階段。

在軟啟動階段，標示為Q1的MOSFET的驅動信號占空比遠小于50%，而Q2的驅動信號占空比則是超過了50%，與Q1的驅動信號占空比保持為互補關系。Q3和Q4驅動信號的關系同上。

在正常運行階段，Q1~Q4的驅動信號占空比全部都接近50%。相互之間的關系如圖3所示，即Q1和Q2保持互補，Q3和Q4保持互補。

圖3：全橋驅動信號

2、UCC27201HO引腳的誤脈沖及根因分析

實際應用中，由于不同的UCC27201的供電電壓設計有差異，當其Cboot電容充電過快時，HO引腳會出現誤脈沖。該誤脈沖的根因是Cboot過快的上電電壓耦合到了HO引腳，同時過快的上電速率導致芯片內部對HO管腳下拉的MOSFET不能及時導通，最終造成了HO引腳輸出誤脈沖。

2.1HO引腳的誤脈沖

實際測試上述電源系統時發現，開機時UCC27201的HO引腳有誤脈沖，如圖4（CH1為HO；CH4為HB與HS的差分電壓，亦即Cboot電容兩端的電壓；CH2為LO；CH3可忽略）。該誤脈沖幅度最大可超過7V，與LO交疊后會造成全橋高端MOSFET和低端MOSFET的共通，進而導致系統開機存在風險。

圖4：HO引腳的誤脈沖

2.2HO引腳誤脈沖的根因分析

圖5所示的是UCC27201內部與HO相關的電路。在HB與HS之間電壓正常建立后，邏輯電路會依據HI電平的高或低而打開Qa或Qb，從而實現HO高低電平的輸出。Qc是當HB與HS之間電壓還處于欠壓階段時，用以導通以拉低HO引腳，確保在該階段HO無輸出。

圖5：HO相關的內部電路

當HB與HS間電壓還處于欠壓階段時，內部電路會產生高電平驅動信號以導通Qc。但是，該高電平驅動信號的產生存在一定的延時；同時，Qc設計用來被脈沖信號觸發，而非電平信號觸發。上述兩個因素就造成，當HB與HS間電壓上升過快時Qc將不能及時導通。此時，如果HO被HB與HS間電壓耦合出高電平后（其中一個耦合途徑是通過Qa和Qb的結電容），因Qc還未導通，該耦合出的高電平將得以輸出，最終形成了HO的誤脈沖。

如果HB與HS間電壓上升速率變緩，或者HB與HS間電壓先得以預建立，Qc的驅動信號（圖6中的藍色線和紅色線）的高電平脈沖將會變寬，這就能保證Qc導通，誤脈沖就會被消除。

下文就圍繞HB與HS間電壓的上升斜率和預建立這兩個方向來討論，以解決HO的誤脈沖問題。

圖6：HB與HS電壓斜率不同的影響

3、解決措施之增大Cboot電容

在相同充電速率條件下，增大Cboot電容可以將HB與HS之間的電壓上升斜率變緩，以得到足夠寬的高電平信號并使Qc導通。

3.1Cboot充電過程分析

如圖7所示，UCC27201內部有二極管（D1）連接Pin1（VDD）和Pin2（HB）。在Pin1的外部連接有供電網絡（電壓為12V），電容Cd（1uF）和串聯電阻Ri（10ohm）；在Pin2則接有Cboot電容。Cboot電容的充電主要是通過D1這條路徑完成的。

經過仿真分析（如圖8）知，Cboot的充電主要包含如下兩個階段：

●階段一：電容Cd通過D1給Cboot充電。充電電流如圖8中的紅色線所示，先是急劇上升到最大，然后緩慢下降。同時，電容Cd的電壓（綠色線）逐漸下降，電容Cboot的電壓（粉色線）逐漸上升。當Cd與Cboot的壓差減小為約0.65V（二極管D1的正向導通壓降）時，第一階段結束。

●階段二：12V供電電壓給Cd和Cboot充電。受限于Ri，充電電流將小于1.2A（12V/10ohm）。

圖8中的仿真結果是基于Cboot為300nF，圖9的仿真結果則是基于Cboot為100nF。對比二者知，修改Cboot電容容量所帶來的主要影響是第一個充電階段的持續時間，分別約為280ns和120ns。下節會分析第一階段持續時間不同可能會帶來的風險。

圖10給出的是實測波形，其中CH1是LO的波形；CH2是HB-HS的波形；CH3是HO的波形，CH4是VDD的電壓波形?？梢钥吹?，在UCC27201上電后，VDD電壓快速下降，然后又緩慢上升，這與仿真結果一致。

圖7：Cboot電容充電電路圖8：Cboot為300nF時的仿真結果

圖9：Cboot為100nF時的仿真結果圖10：充電過程的實測波形

3.2增大Cboot電容的風險分析

在UCC27201的實際應用中，需要注意內部二極管D1的反向恢復應力。

當LO的輸出由高變低后，HS電壓會升高，HB電壓同樣也會升高，此時內部二極管將承受反壓，并承受隨后出現的反向恢復應力。如果反向恢復應力出現之前時刻的二極管正向導通電流超出額定范圍，反向恢復應力則會過大而導致二極管失效。UCC27201要求內部二極管承受反向恢復應力前的正向導通電流在2A以下。

在該電源系統中，將Cboot修改為300nF后，二極管正向電流在約280ns后降低到2A。而在開機的第一個周期內，下管的持續時間超過了3us（如圖11，CH1和CH2是全橋兩個下管的驅動信號），即3us之后內部二極管才會有反向恢復應力，由于此時正向導通電流已經遠低于2A，二極管無可靠性風險。因此，修改Cboot容值到300nF后二極管不會有失效風險。

圖11：開機時刻全橋下管的驅動波形

4、解決措施之Cboot電容預充電

給Cboot電容預充電，可以提前產生驅動信號以確保內部Qc導通。當系統發波后，LO變高會產生充電路徑而使Cboot快速充電，但由于此時內部Qc已經導通，HO將不會產生誤脈沖。

4.1預充電電路

如圖12所示，增加一顆電阻RL后即可形成預充電電路。當UCC27201的12V建立后，在系統未發波前，12V電壓可以通過路徑Ri->D1->Cboot->RL給Cboot充電。

經仿真知，當對Cboot電容預充電至1V左右，內部Qc就會導通。于是，隨后的快速充電將不會再在HO引腳產生誤脈沖。根據12V建立到系統發波之間的延時時間，可以計算合適的RL值，以保證Cboot預充電至1V以上。

圖12：Cboot電容的預充電電路

4.2新增電阻的阻值計算

假設延時時間為1ms，根據如下RC充電公式，可知RL約為114Kohm。

12Vx[1–exp(-1ms/RL*Cboot)]=1.0V

考慮到系統正常運行后，全橋上管導通時，電阻RL存在一定的損耗。最惡劣條件下（高壓輸入）的損耗計算如下：0.5x(72V*72V)/100K=0.026W

綜上可知，實際應用中，可以選取阻值為114K，封裝為0603以上的電阻，只要延時時間不少于1ms，就可以確保HO引腳無誤脈沖輸出。

5、總結

在UCC27201的實際使用中，如果Cboot電容充電速率過快，則會在HO引腳產生誤脈沖。通過對誤脈沖產生機理的分析可知，通過增大Cboot電容的容量或者在HS引腳增加一顆連接到地的電阻，都可以有效的解決該問題，而且上述兩個方法都不會對系統帶來額外的可靠性風險。

但需要注意的是，在采用上述兩種方案前都需要仔細評估，以確定當前應用條件下，上述方案不會帶來風險?？梢匝?FONT face=Arial>TI工程師共同參與該評估過程。

6、參考資料

1.UCC27201datasheet,TexasInstrumentsInc.,2008

2.LM5035datasheet,TexasInstrumentsInc.,2013