一種高效小型化的開關電源設計方案

圖4：主電路拓撲圖由于有源鉗位采用的是FLYBACK型鉗位電路，它的鉗位電容電壓為：

Vc=Vin

所選用的控制IC芯片為UC3844,它的最大占空比為50%,所以電容上的電壓最大為Vin,電容耐壓為60V以上，只要選取足夠大即可保證電路能正常工作，本電路所選取的鉗位電容為47μF/100V.

有源鉗位管S1的驅動必須跟變壓器原邊的地隔離開，而且S1的驅動信號必須跟開關管S驅動信號反相，使用UCC3580可以實現兩個管子的驅動，可是這個芯片并不常見，因而這里選用UC3844跟IR2110組合。UC3844出來的控制信號用來作為IR2110的低端輸入，其反相信號作為IR2110的高端輸入，IR2110的高端驅動通過內部自舉電路來實現隔離。這樣，我們就達到了驅動兩個開關管的目的。

在輸出整流電路中，當續流二極管(即SR的反并二極管)受正向電壓導通時，應及時驅動SR導通，以減小壓降和損耗。但為了避免SR與SR1同時導通，造成短路事故，必須有“死區”時間，這時仍靠二極管D導通。SR的開關瞬時要與續流二極管的通斷瞬時密切配合，因此對開關速度要求很高。另外，從成本綜合考慮，選用IRL3102.

變壓器的設計跟一般正激式變換器變壓器設計差不多，只是要考慮同步整流管的驅動。所選用的同步整流管的驅動開通電壓為4V左右，電路輸出電壓為3.3V,輸出端相當于一個降壓型電路，占空比最大為0.5,所以變壓器副邊電壓至少為6.6V.因為MOSFET的柵-源間的硅氧化層耐壓有限，一旦被擊穿則永久損壞，所以實際上柵-源電壓最大值在20~30V之間，如電壓超過20V,應該在柵極上接穩壓管。

5 輸入電壓范圍的調制

工作在高頻高壓條件下的小功率電源，輸入電壓范圍的調節會出現困難。不但調整率很差，而且在輸入電壓超過一定值時，電源無輸出，或輸出電壓不穩定。原因是高壓小功率電源的占空比很小，工作時的導通脈寬很窄(呈窄脈沖工作狀態)。當輸入電壓升高時，輸出能量不變，脈沖寬度變窄，幅度加長。輸入電壓升高到一定限度，控制電路呈失控狀態，無法實現有效的閉環控制，導致整個電路關閉。為解決這個問題，經過分析試驗，設計了一個輸入電壓調節電路，如圖5所示。

圖5：輸入電壓調節電路

它實際上是一個輸入電壓預穩壓電路，輸入電壓經過它，成為基本穩定的電壓，再加到主電路(開關電路)上。

經過調試，試驗和長期裝機應用，證明了該電路的穩定與可靠。下圖表1是設置輸入電壓調節電路與沒有設置時的實測數據。為簡化起見，這里只給出輸出主電路(25kV)參數。明顯看出，加了該電路后，輸入電壓調整率大大提高，輸入電壓調節范圍也增至250V.

表1：輸入電壓變化對輸出電壓的影響

由于上電時，輸入端瞬間沖擊電流很大，對輸入電壓調節電路造成危害。為此，還專門設計了輸入緩沖電路。

6 實驗結果和波形分析

開關管S1和S的Uds波形如圖6所示，RefA為S管壓降波形，50V/div,RefB為S1管壓降波形，50V/div.電路此時工作在Vin= 60V左右，S1和S的開關應力大概為120V,D=0.5左右。

圖6：開關管S和S1的uds波形

圖7為變壓器輸出電壓，也就是同步整流管SR1和SR的驅動信號，正的部分為SR的驅動信號，負的部分為SR1的驅動信號。

圖7：同步整流管的驅動波形

實驗所得波形和分析的波形基本吻合，只是在開關轉換瞬間，電壓有小尖峰，這是由電路的雜散參數引起的。該電路的工作效率經過