實際考慮驅動LED串的DCM升壓轉換器簡化分析

本文的第1部分專門對驅動LED串的升壓轉換器進行了理論分析。激發這項研究的是穩定汽車應用背光驅動器環路的需求。由于應用了脈寬調制(PWM)進行調光控制，環路控制就是一項會影響最終性能的重要設計考慮因素。第2部分介紹應用的方案，并將對比驗證測量的頻率響應與理論推導數值。

LED調光控制系統電路圖

高亮度白光LED的模擬調光會產生色偏。PWM數字調光控制是預防色偏的首選調光方法，因為發光強度將是平均流明強度。PWM導通周期期間的LED電流幅值與調光比為獨立互不影響。

圖1代表的是汽車應用LED調光控制系統，其在關閉模式下靜態電流消耗低于10 μA。它采用安森美半導體的NCV887300[1] 1 MHz非同步升壓控制器，此器件以恒定頻率不連續峰值電流模式工作。負載包含一串共10顆的串聯Nichia NSSW157-AT[2]白光高亮度LED。相應的電路板如圖2所示。

圖2：NCV887300 LED演示電路板。

為了方便分析，下面列出了NCV887300控制器的關鍵參數：

- VIN = 13.2 V時，靜態電流 (Iq) 6 μA (-40 °C TJ 125 °C) 。

- EN/SYNC引腳：能夠連接至外部TTL指令。引腳有雙重功能，還支持振蕩器同步至外部時鐘

- ISNS：升壓晶體管電流感測限流閾值電壓為400 mV;內部斜坡補償為130 mV/μs。

- VC：內部運算跨導放大器(OTA)補償引腳。在封裝引腳與放大器輸出之間有一顆裸片級的542W ESD中聯保護電阻。典型跨導gm為1.2 mS。OTA提供100 μA汲電流/源電流能力。

- VFB：LED 電流感測電阻R29根據約200mV的內部參考電壓來調節。

圖1所示LED PWM調光控制電路的設計目標及工作原理如下文所示。設計目標

在6至18V輸入電壓工作范圍下，此電路在200 Hz PWM調光頻率時能支持1000:1的PWM調光比，使得計算出的最小脈沖寬度為5 μs。工作頻率為1 MHz的NCV887300能產生最少5個升壓晶體管門脈沖，以維持提供給LED電流的輸出電容電荷。需要不連續導電模式(DCM)升壓拓撲結構來維持穩壓，因為在每個門脈沖過后升壓電感能量全部被釋放。連續導電模式(CCM)拓撲結構會導致穩壓性能較差，且帶來不合要求的模擬調光，因為升壓電感的能量增強慣性要求數個工作周期。

輸出漏電流損耗必須減至最低，以幫助維持深度調光工作期間的輸出電容電荷。漏電流導致LEDPWM關閉時間期間出現一些輸出電壓放電，反過來產生一些模擬調光，使PWM恢復導通時間時補償網絡出現顯著誤差。

- 肖特基整流器遭受跟溫度相關的大漏電流影響。為了將升壓整流器漏電流減至最小，電路中選擇了超快技術的升壓整流器。

- 陶瓷電容的漏電流比電解電容低得多，是首選的輸出升壓電容。

- 輸出過壓監測電路電流消耗必須保持在最低值。利用接地之電阻分壓器網絡的監測電路是不適合的。此電路中選擇了齊納激發的過壓檢測電路，因為齊納拐點(knee)電壓比電池電壓高得多，而漏電流極低。

電路工作信息

Q18阻斷數字電流，用于PWM數字調光控制。當PWM指令為有源低電平時，D34將IC的VFB反饋控制電壓鉗位至低于控制器穩壓點的值，并阻斷升壓IC GDRV FET門驅動信號。Q15用作補償網絡狀態采樣/維持功能，用于深度調光應用。通用在PWM調光期間斷開補償網絡連接，反饋補償電容電荷(C31及C32)被維持，而當PWM指令變為有源高電平時快速動態控制就恢復。

Q14與R48/R49/R51/R52一起用于1.8 V邏輯PWM調光信號的電平轉換，U7緩沖PWM信