MAX2205 檢測高峰均比信號
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圖1. MAX2205輸入級框圖
對于那些峰均比(PAR)隨調制類型而改變的復雜調制，MAX2205的輸出并不是準確的平均功率。這篇應用筆記的附錄提供了深入的數學分析，通常必須進行一些修正。下面是MAX2205功率檢測器工作在不同PAR信號時的實驗結果。
測量
測量采用MAX2205評估板完成(參考圖2)。
圖2. MAX2205評估板原理圖
- 信號頻率
- 1.9GHz
- 800MHz
- 450MHz
- 測量的調制類型
- QPSK調制，3.5dB PAR
- QPSK調制，6.5dB PAR
- QAM調制，6dB PAR
測量結果
圖3至圖5使用3.5dB PAR作為參考點或“零”誤差。調整R2對不同頻段進行匹配，并產生期望的輸出電壓范圍。圖3. 1.9GHz信號頻率(fIN)的誤差測量，其中
VCC = 2.8VDC
R2 = 150Ω
圖3a. +25°C時誤差和信號的關系
圖3b. -40°C時誤差和信號的關系
圖3c. +85°C時誤差和信號的關系
圖4. 800MHz信號頻率(fIN)下的誤差測量，其中
VCC = 2.8VDC
R2 = 150Ω
圖4a. +25°C時誤差和信號的關系
圖4b. -40°C時誤差和信號的關系
圖4c. +85°C時誤差和信號的關系
圖5. 450MHz信號頻率(fIN)下的誤差測量，其中
VCC = 2.8VDC
R2 = 330Ω
圖5a. +25°C時誤差和信號的關系
圖5b. -40°C時誤差和信號的關系
圖5c. +85°C時誤差和信號的關系
結論
- MAX2205響應的是輸入電壓，不是輸入電壓的平方。PAR改變時，輸出電壓也將改變。
- PAR越高，產生的誤差越大。室溫下，一個6.5dB PAR信號的誤差在1.9GHz是0.9dB，在800MHz是0.55dB，而在450MHz是0.56dB。使用較低的耦合功率(也就是對檢測器較低的關聯功率)會減小誤差，但也會壓縮功率檢測器的動態范圍。對于某些情況，這個誤差是可以接受的，并且可以使用一個單獨的查找表查詢從3.5dB到6.5dB的峰值因數。附錄給出的分析解釋了在輸入功率較低時誤差會減小的原因。
- 溫度對誤差的影響不大。
- 多頻帶應用時可能需要一個以上的查找表。但是，輸出電壓曲線在不同頻率下是相似的，而且可能設計一個修正因數，允許只使用一個查找表。
附錄—采用二極管I/V特性實現功率檢測的詳細數學分析和典型電路
對于這個分析，二極管的I/V特性是：
我們將針對不同信號輸入的條件進行I/V分析。
圖6所示功率檢測器具有對稱的三極管Q1、Q2，I1、I2和R1、R2。雙極型三極管Q1調整輸入電壓VI。當AC輸入信號VAC為零時，三極管Q2提供一個直流偏移電壓來平衡VO使其為零。C1為保持電容，其數值通過VO所允許的壓降設置。Q1和Q2的直流偏置應該相等，以抵消溫漂的影響。
圖6. 典型的功率檢測電路
Q1的發射極電流是：
其中，VQ是Q1的基極偏置電壓，VC1是C1處的電壓，且信號Vi = VAC x cos(ωt)作用于Q1。
與式1相比，可根據Vi = VQ + VAC x cos(ω x t) >> VT作如下近似運算：
其中：
VAC = 交流輸入信號的峰值幅度
VQ = 基極和發射極的直流壓差
b = VAC/VT
In(b) = 修正的n階Bessel函數
IE的直流成分是：
當VAC >> VT時，I0(b)可近似為：
因此，
因為I = I1恒流源與雙極型三極管的發射極串聯，所以IE_DC應該等于I1。因此，
同時，考慮雙極性三極管Q2，它和Q1一樣：
其中，VC2是C2 (Q2的發射極)的平均直流電壓。
對于對稱電路的設計，I1 = I2。因此，
從式9我們可推導出：
我們知道VO = VC1 - VC2，并且b = VAC / VT。因此，
這是輸入信號較大時，輸入電壓和輸出電壓之間的近似關系。
從式11可知：
- VO對VAC是近似的線性關系，因為VAC包含在式11的第二項，需要開方并取對數。因此，輸出電壓會在輸入信號較大時隨PAR變化。
- 當VAC >> VT時，溫度的影響很小。
與式9類似，我們知道：
因此，
當x較小時，ln(1 + x)
x，由此可得：
式15說明：
- 輸出電壓與RF輸入信號的電壓幅值的平方成正比，電壓幅值的平方與功率成正比；因此，在平方定律范圍內，功率檢測器的輸出電壓與輸入信號的功率成正比。
- 輸出電壓與溫度成反比。
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