一步步優化反激式設計

（圖4：換向期間MOSFET兩端的電流和電壓波形）
Ib等于一次側峰值電流：
(14)

(15)
Ia是從以上的公式（5）得出的平均電流，減去一半ΔIp電流為：
(16)

那么開關管的RMS電流可從下式得到：

(17)

或其迅速接近：
(18)
開關損耗（ ）取決于轉換期間的電壓和電流、開關頻率和開關時間，如圖4所示。
在導通期間，MOSFET兩端的電壓為輸入電壓加反映在一次側的輸出電壓，電流等于平均中間抽頭（central top）電流減去一半ΔIp：

(19)

(20)
在關閉過程中，MOSFET兩端的電壓為輸入電壓加反映在一次側繞組的輸出電壓，再加上用于鉗位的齊納鉗位電壓和吸收漏感。開關管關斷電流為一次側峰值電流。

(21)
開關時間取決于最大柵極驅動電流和MOSFET的總柵極電荷，MOSFET寄生電容是調節MOSFET開關時間的最重要的參數。電容Cgs和Cgd取決于器件的幾何尺寸并與漏源極電壓成反比。
通常MOSFET制造商沒有直接提供這些電容值，但是可以從Ciss、Coss和Crss值獲得。
導通開關時間可以使用下列公式用柵極電荷來估計：

(22)

(23)
式中：
? Qgd是柵漏極電荷
? Qgs是柵源極電荷
? 是當驅動電壓被拉升至驅動電壓時的導通時間驅動電阻
? 是當驅動電壓被下拉至地電壓時的內部驅動電阻
? 是柵源極閾值電壓（MOSFET開始導通的柵極電壓）

緩沖器：

漏感可以被看作是與變壓器的一次側電感串聯的寄生電感，其一次側電感的一部分沒有與二次側電感相互耦合。當開關MOSFET關閉時，存儲在一次側電感中的能量通過正向偏置二極管移動到二次側和負載。存儲在漏感中的能量沒有地方可去，則變成了開關引腳（MOSFET漏極）上巨大的電壓尖峰。漏感可以通過短路二次側繞組來進行測量，而一次側電感的測量通常由變壓器制造商給出。
耗散漏感能量的一種常用方法是通過一個與一次側繞組并聯的齊納二極管來阻斷與之串聯的二極管實現的，如圖5所示。

（圖5：齊納鉗位電路）
漏感能量必須通過一個外部鉗位緩沖器來耗散：

(24)
齊納電壓應低于開關MOSFET的最大漏源電壓減去最大輸入電壓，但要高到足以能夠在很短的時間內耗散這一能量才可以。
齊納二極管的最大功率損耗為：
(25)

反激式設計資源：

為了支持反激式設計，美國國家半導體開發了特別適合反激式應用的一系列PWM穩壓器和控制器。在其公司網站（www.power.national.com）上就可以找到典型的反激式參考設計、應用注解、數學spreedsheet和在線仿真工具，可以引導設計人員很好的優化反激式電源設計。

圖6顯示了一個采用LM5000穩壓器的典型5W反激式電源，它是用WEBENCH? 仿真的，其輸入電壓變化范圍從10至35V，1A時的輸出電壓等于5V。該設計遵循上述過程，Coilcraft變壓器的一次側與二次側匝數比等于3，一次側電感為80μH，可確保良好的穩壓輸出電壓，最大限度地將一次側峰值電流降至1.3A以下，也使內部開關MOSFET兩端的最大電壓低于60V。

80μF的一次側電感保證了二次側紋波電流峰-峰值在平均電流的30％以內，同時保持20kHz以上的右半平面零點。

（圖6：采用WEBENCH? 在線仿真工具的典型5W反激式設計）

WEBENCH? 是美國國家半導體的網上設計工具，用四個簡單步驟即可完成實現一個完整的開關電源設計。圖7和圖8顯示了用WEBENCH設計獲得的