一步步優化反激式設計

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利用系數（Ui）是用輸出功率除以二次側開關MOSFET和整流二極管的總最大應力之和得出的。
圖中的兩條曲線顯示了只考慮開關MOSFET應力（藍色虛線）計算出來的利用系數，以及考慮了二次側開關MOSFET和整流二極管（紅色虛線）的利用系數。

要優化額定輸入電壓的電源效率，一次側/二次側變壓器匝比應利用占空比來計算，以使利用系數最大化，其典型值在30-40％之間。

（圖2：典型反激式轉換器的利用系數與占空比的關系，最大化利用系數的占空比為30-40％）
上面的曲線考慮的是有源元件上的理論應力電壓。在實踐中，更重要的是評估MOSFET最大應力電壓和變壓器數匝比是怎樣隨其選擇的最大占空比而變化的，并選擇一個可以在開關MOSFET的一定最大擊穿電壓內給出“圓形（round）”匝數比值的值。

確定一次側電感：

選擇一次側和二次側電感有幾個標準。
第一，選擇可以確保從滿載到某些最小負載均在連續模式運行的一次側電感。
第二，通過確定最大二次側紋波電流來計算一次側和二次側電感。
第三，計算一次側電感，以保持盡可能高的右半平面零點（RHP），從而最大限度地提高閉環穿越頻率。
在實踐中，第一個標準只用于特殊情況，而選擇的磁化電感可作為變壓器尺寸、峰值電流和RHP零點之間很好的折衷。
為了通過確定二次側最大紋波電流來計算一次側和二次側電感，可以用下式計算出二次側電感（ ）和一次側電感（ ）：

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式中 是開關頻率， 是允許的二次側紋波電流，通常設置在約為輸出電流有效值的30-50％：

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那么，等效一次側電感可從下式獲得：

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如前所述，一次側電感和占空比會影響右半平面零點（RHP）。RHP增加了閉環控制特性的相位滯后，迫使最大穿越頻率不超過RHP頻率的1/4。

RHP是占空比、負載和電感的函數，可以引發和增加環路增益，同時降低環路相位裕度。通常的做法是確定最差情況的RHPZ頻率，并設置環路單位增益頻率低于RHPZ的三分之一。
在反激式拓撲結構中，計算RHPZ的公式是：

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可以選擇一次側電感來削弱這種不良效果。

圖3的曲線顯示了一次側電感對一次側和二次側電流和RHP零點的影響：
隨著電感的增加紋波電流會減小，因此輸入/輸出紋波電壓和電容大小也可能減小。但增加的電感增加了變壓器一次側二次側繞組數，同時減少了RHP零點。

常識建議不應使用過大的電感，以免影響整個系統的整體閉環性能和尺寸，還有反激式變壓器的損耗。
上述圖形和公式只有在連續傳導模式下的反激式運行才是有效的。

（圖3：典型反激式設計的一次側、二次側紋波電流、RHP零點與一次側電感的關系）

選擇功率開關MOSFET，并計算其損耗：

MOSFET的選擇基于最大應力電壓、最大峰值輸入電流、總功率損耗、最大允許工作溫度，以及驅動器的電流驅動能力。
MOSFET的源漏擊穿（Vds）必須大于：
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MOSFET的連續漏電流（Id）必須大于一次側峰值電流（ ，公式15）。
除了最大額定電壓和最大額定電流，MOSFET的其他三個重要參數是Rds（on）、柵極閾值電壓和柵極電容。
開關MOSFET的損耗有三種類型，即導通損耗、開關損耗和柵極電荷損耗：
?導通損耗等于 損耗，因此在導通狀態下源極和漏極之間的總電阻 要盡可能的低。
? 開關損耗等于：開關時間*Vds*I*頻率。開關時間、上升時間和下降時間是MOSFET柵漏極米勒電荷Qgd、驅動器內部電阻和閾值電壓的函數，最小柵極電壓Vgs（th）有助于電流通過MOSFET的漏源極。
? 柵極電荷損耗是由柵極電容充電，以及隨后的每個周期對地放電引起的。柵極電荷損耗等于：頻率* Qg（tot）* Vdr
不幸的是，電阻最低的器件往往有較高的柵極電容。
開關損耗也會受柵極電容的影響。如果柵極驅動器對大容量電容充電，則MOSFET需要時間進行線性區提升，則損耗增加。上升時間越快，開關損耗越低。不幸的是，這將導致高頻噪聲。
導通損耗不取決于頻率，它還取決于 和一次側RMS電流 的平方：
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在連續傳導模式下，反激式運行的一次側電流看起來像圖4上部所示的梯形