低壓差線性穩壓器（LDO）的噪音問題解析（二）

　　放大參考噪聲

　　TI TPS74401 LDO 用于測試和測量。表 1 列出了常見配置參數。請注意，為了便于閱讀，TPS74401 產品說明書的軟啟動電容器 CSS 是指降噪電容器 CNR。

　　表 1 設置參數

　　首先，使用一個可忽略不計的小 CNR，研究放大器增益的影響。圖 6 顯示了 RMS 噪聲與輸出電壓設置的對比情況。如前所述，主要噪聲源 VN（REF） 通過反饋電阻器 R1 和 R2 的比放大。我們將方程式 7 修改為方程式 8 的形式：

　　其中，VN（Other）為所有其它噪聲源的和。

　　如果方程式 8 擬合y=ax + b的線性曲線，如圖 6 中紅色虛線所示，則 VN（REF）（斜率項）可估算為 19 μVRMS，而 VN（Other）（y 截距項）為 10.5 μVRMS。正如在后面我們根據“降噪（NR）引腳效應”說明的那樣，CNR 的值為 1pF，目的是將 RC 濾波器效應最小化至可忽略不計水平，而 GRC 被看作等于 1。在這種情況下，基本假定 VN（REF） 為主要噪聲源。

　　請注意，當　OUT　節點短路至 FB 節點時噪聲最小，其讓方程式 8 的放大器增益（1 + R1/R2）等于1（R1=0）。圖 6 顯示，該最小噪聲點約為 30 μVRMS。

　　抵銷放大參考噪聲

　　本小節介紹一種實現最小輸出噪聲配置的有效方法。如圖 7 所示，一個前饋電容器 CFF 向前傳送（繞開）R1 周圍的輸出噪聲。這種繞開或者短路做法，可防止在高于 R1 和 CFF 諧振頻率 fResonant 時參考噪聲因誤差放大器增益而增加，其中：

　　輸出噪聲變為：

　　圖 7 使用噪聲最小化前饋電容（CFF） 的 LDO 拓撲

　　圖 8 顯示了RMS噪聲相對于前饋電容 （CFF） 和不同輸出電壓設置的變化。請注意，每個 RMS 圖線上各點代表上述電路狀態下整個給定帶寬的完整噪聲統計平均數。正如我們預計的那樣，所有曲線朝 30 μVRMS 左右的最小輸出噪聲匯集；換句話說，由于 CFF 效應，噪聲匯聚于 VN（REF） + VN（Other）。

　　圖 8 前饋電容對噪聲的影響

　　圖 8 對此進行了描述。CFF 值大于 100nF時，方程式 8 中1 + R1/R2 的放大器增益被抵銷掉。出現這種情況的原因是，盡管低頻噪聲未被 CFF 完全抵銷，但是低頻噪聲對 RMS 計算的總統計平均數影響不大。為了觀察 CFF 的實際效果，我們必需查看噪聲電壓的實際頻譜密度圖（圖9）。圖9表明，CFF=10μF 曲線的噪聲最小，但是某些頻率以上時所有曲線均接近于這條最小噪聲曲線。這些頻率相當于由 R1 和 CFF 值決定的諧振極點頻率。R1 等于 31.6 k? 時計算得到的 CFF值，請參見表 2。

　　表 2 計算得諧振頻率

　　圖 9 表明，50 Hz 附近時，CFF=100 nF 曲線轉降。5 kHz 附近時，CFF=1 nF 曲線轉降，但是 CFF=10 pF 時諧振頻率受 LDO 噪聲總內部效應影響。通過觀察圖 9，我們后面均假設 CFF=10μF 最小噪聲。

　　圖 9 各種 CFF 值的輸出頻譜噪聲密度

　　降噪 （NR） 引腳的效果

　　在 NR 引腳和接地之間使用 RC 濾波器電容（CNR）時，GRC 下降。圖 10 表明 RMS 噪聲為 CNR 的函數（參見圖 5）。稍后，我們將在第三段“其它技術考慮因素”中說明這兩條曲線的差異。

　　圖 10 RMS 噪聲與降噪電容的關系

　　圖 10 利用 10 Hz 到 100 kHz 更寬融合范圍，來捕捉低頻區域的性能差異。CNR=1pF 時，兩條曲線表現出非常高的RMS噪聲值。盡管圖 10 沒有顯示，但不管是否 CNR=1pF，都沒有 RMS 噪聲差異。這就是為什么在前面小節“放大參考噪聲”中，我們把GRC被看作等于 1 的原因。

　　正如我們預計的那樣，隨著 CNR 增加，RMS 噪聲下降，并在 CNR=1μF 時朝約12.5 μVRMS 的最小輸出噪聲匯聚。

　　CFF= 10 μF 時，放大器增益（1 + R1/R2）可以忽略不計。因此，方程式 8 可以簡寫為：

　　正如我們看到的那樣，VN（Other） 并不受 CNR 影響。因此，CNR 保持 10.5 μVRMS，其由圖 6 所示數據曲線擬合度決定。方程式 10 可以表示為：

　　接下來，我們要確定 GRC 降噪電容的影響，這一點很重要。圖 10 中曲線的最小測量噪聲，讓我們可以將方程式10改寫為：

　　其中，求解VN（REF） × GRC 得到 2 μVRMS。增加 CNR 會使參考噪聲從19.5 μVRMS降至 2 μVRMS，也就是說，在 10 Hz 到 100 kHz 頻率范圍，GRC 從整數降至 0.1 （2/19.5） 平均數。

　　圖 11 顯示了 CNR 如何降低頻域中的噪聲。與圖 9 所示小 CFF 值一樣，更小的 CNR 開始在高頻起作用。請注意，CNR 最大值 1μF 表明最低噪聲。盡管 CNR = 10 Nf 曲線表明最小噪聲幾乎接近于 CNR = 1 μF 的曲線，10-Nf 曲線顯示30Hz 和100Hz 之間有一小塊突出部分。

　　圖 11 不同 CNR 值時輸出頻譜噪聲密度與頻率的關系

　　圖8所示曲線（CNR = 1 pF），可改進為圖 12（CNR = 1 μF）。圖 8 顯示 CFF = 100 Nf 和 CFF = 10 μF 之間幾乎沒有 RMS 噪聲差異，但是圖 12 清楚地顯示出了差異。

　　圖 12 中，不管輸出電壓是多少，CFF = 10 μF 和 CNR = 1 μF 均帶來最低噪聲值12.5 μVRMS，也即最小 GRC 值（換句話說，RC濾波器的最大效果）為 0.1。12.5 μVRMS 值為 TI 器件 TPS74401 的底限噪聲。

　　圖 12 噪聲優化以后 RMS 噪聲與前饋電容的關系

　　當我們把一個新LDO器件用于噪聲敏感型應用時，利用大容量CFF和CNR電容確定這種器件的獨有本底噪聲是一種好方法。圖12表明RMS噪聲曲線匯聚于本底噪聲值。
其他技術考慮因素

　　降噪電容器的慢啟動效應

　　除降噪以外，RC濾波器還會起到一個RC延遲電路的作用。因此，較大的CNR值會引起穩壓器參考電壓的較大延遲。

　　前饋電容器的慢啟動效應

　　CFF利用一種機制繞過R1反饋電阻AC信號，而憑借這種機制，其在激活事件發生后VOUT不斷上升時，也繞過輸出電壓反饋信息。直到CFF完全充電，誤差放大器才利用更大的負反饋信號，從而導致慢啟動。

　　為什么高VOUT值會導致更小的RMS噪聲

　　在圖8和圖10中，相比VOUT=0.8V的情況，VOUT=3.3V曲線的噪聲更小。我們知道，更高的電壓設置會增加參考噪聲，因此這看起來很奇怪。對于這種現象的解釋是，由于CFF連接至OUT節點，因此除繞過電阻器R1的噪聲信號以外，CFF還有增加輸出電容值的效果。圖12表明，由于參考噪聲被最小化，我們便可以觀測到這種現象。

　　RMS噪聲值

　　由于TPS74401的本底噪聲為12.5 μVRMS，它是市場上噪聲最低的LDO之一。在設計一個超低噪聲穩壓器過程中，12.5 μVRMS絕對值是一個較好的參考值。

　　結論

　　本文深入探討了LDO器件的基本噪聲以及如何將其降至最小，具體包括：

　　每種電路模塊對輸出噪聲的影