今天給大家介紹的是怎么設計反激式轉換器，實際設計案例，手把手教你。

反激式轉換器設計雖然簡單，但是也為某些應用提供了很大的優勢，雖然有新的、更復雜的拓撲結構，但反激式轉換器仍然是一種流行的設計選擇。

反激式轉換器的運行基于耦合電感，有助于功率轉換，同時隔離轉換器的輸入和輸出，耦合電感還支持多個輸出。

一、反激式轉換器工作

反激式轉換器由大多數與其他開關轉換器拓撲結構相同的基本元件組成，但反激式轉換器的不同在于其耦合電感器，會將轉換器的輸入與其輸出隔離開來。

反激式轉換器原理圖

關于反激式轉換器原理更詳細的內容，歡迎閱讀以下文章：

還搞不懂反激式轉換器？一定看這一文，工作原理+電路案例設計

反激式轉換器有2個信號半周期：tON和 tOFF，以 MOSFET 的開關狀態命名（并受其控制）。

在 tON期間，MOSFET 處于導通狀態，電流從輸入端流過初級電感，對耦合電感進行線性充電。

在 tOFF期間，MOSFET 處于關斷狀態，耦合電感開始通過二極管退磁。來自電感的電流為輸出電容充電并為負載供電。

二、反激式轉換器設計和元件選擇

設計反激式轉換器涉及到許多重要的設計決策和權衡，下面將介紹簡單反激式轉換器設計的步驟，下圖是設計流程。

反激式轉換器的設計流程圖

三、反激式轉換器設計過程和計算

1、設計輸入

設計輸入要么由最終應用定義，要么由設計人員選擇，這些參數包括但不限于輸入和輸出電壓、功率、波紋系數和工作模式。下表了顯示了本文討論的電路的設計輸入摘要。

設計輸入總結

為該應用選擇斷續導通模式（DCM）是因為具有更高的穩定性和更高的效益，意味著解決方案的紋波因子為1。

最大占空比固定為50%，以最大限地減少應力并平等地利用MOS和二極管，開關頻率為160KHZ.

為了使計算更符合實際，定義了轉換器的估計效率。估計效率相對較低（約80%），因為這是低功率反激式轉換器的常見值。

鑒于所有這些輸入，在設計的時候必須選擇滿足所有初始要求的控制器IC。這里使用的是MPS的MP6004 。MOP6004是一款僅在DCM下運行的反激式控制器，還具有初級側調節功能，可減少外部元件數量。

2、計算選擇最大初級電感

第一個設計主要是找到最大初級電感值，有許多不同的設計方法可以用，但用于此示例的轉換器始終在DCM中運行。使用下面公式計算初級電感值（Lp）:

計算初級電感值（Lp）

最壞的情況發生在轉換器以最小輸入電壓和最大占空比全功率工作。通過上面的公式計算輸入，最大電感的限值確定為53uH。

接下來，計算所需的匝數比（nS1）,在最大UIN 和最大 D 的情況下應用相同的最壞情況，添加二極管的正向壓降以使計算更加精準，用下面這個公式估值nS1：

匝數比公式

3、MOS管計算

下一步是為應用選擇合適的MOS管，為此，計算開關必須承受的最大電流和電壓。使用下面這個公式計算最大電壓：

開關必須承受的最大電壓

這里要注意，已將20%的安全余量添加到V DS_MAX以確保轉換器的安全運行。使用下面的公式估算最大電流：

開關必須承受的最大電流

查看MP6004控制器規格，MOS管的V DS_MAX為 180V，最大電流為 3A。意味著可以在應用中安全地使用控制器 IC。

4、整流二極管計算

在此步驟中，將評估整流二極管。與MOS管一樣，主要是確保整流二極管能夠處理可能遇到的最大電壓和電流。使用下面的公式可以計算二極管可承受的最大電壓：

二極管可承受的最大電壓

VD1_PK=VOUT+VIN_MAX/n=12+78/2.5=43.2V+40% safety margin=60.5V

通過增加40%的安全裕度，最大反向電壓被確定為60.5V。

5、輸出電容計算

估計用于確定輸出電容的值，意味著可以忽略電路的二階方面，例如寄生元件和輸出串擾，使用下面的公式估算電容中的電壓：

二極管可承受的最大電壓

這里要注意，如果此等式針對 tON進行計算，則可以簡化使用下面的公式計算輸出電壓紋波：

輸出電壓紋波

接下來選擇一個電容值提供最佳紋波電壓。在這種情況下，使用了一個250UF的電容，會產生12.5mV的輸出電壓紋波。

6、反激式變壓器設計和計算

這個步驟設計變壓器，選擇變壓器涉及許多設計，例如磁芯材料和磁芯形狀，在選擇芯材和形狀時，每種選擇都有其特定的優勢，對于這個例子，選擇了常用的雙E形鐵氧磁芯（如下圖）

反激式變壓器設計和計算

用計算變壓器的面積的方法稱為AP法。將變壓器的總面積定義為繞組窗口面積與鐵芯橫截面積的乘積，變壓器的所有磁通量都集中在從處。（如下圖4）

計算變壓器的面積

變壓器面積可以用下面公式估算：

變壓器面積

現在已經定義了方法和設計參數，可以使用一組快速計算來設計變壓器。首先，使用下面公式計算最小變壓器面積：

最小變壓器面積

B MAX通常是定義的輸入參數：對于鐵氧體磁芯一般在0.2T到0.3T之間。使用 A P方法，選擇了 EE13 磁芯和最小長度為 0.28mm 的骨架。

接著計算可裝入變壓器的最大初級和次級匝數，以保持上面等式中計算的匝數比，使用下面公式計算初級匝數。

$$ N_P = frac {L_M times I_{PK_MAX} times 10^6}{B_{MAX} times A_E} = frac {53μH times 1.88A times 10^6}{0.2 times 20.1mm^2} 約為25 $$

使用下面公式計算初級匝數：

$$N_S = {N_P over 2.5} = 10$$

輔助繞組匝數的計算方法與次級輸出匝數相同，因此N AUX = 5。

7、緩沖器設計和計算

設計的最后一步找到緩沖器值，該電路有助于減輕由于變壓器漏電感和開關節點電路中的雜散電容之間的振鈴而出現的電壓尖峰。如果沒有緩沖器，電壓尖峰會增加噪聲，甚至會導致MOS擊穿。

下圖顯示了帶有緩沖電路的反激式轉換。

帶有輸入緩沖電路的反激式轉換器電路

對于緩沖器，設計過程包括3個階段。首先，漏感估計約為初級電感的2%。然后最大緩沖電容電壓波紋設置為10%，然后可以估算緩沖器組件的值。

使用下面的公式計算最大電容電壓：

$$V_{C(MAX)} = V_{DS(MAX)} times 0.1 + frac {D_{MAX}}{1 - D_{MAX}} times V_{IN(MIN)} = 132V times 0.1 + {0.5 over 1-0.5} times 32V = 45.2V $$

使用下面公式估算緩沖電阻中的功率：

$$P_{R_{SNUBBER}} = frac {I_{P(PEAK)}^2 times L_{LEAK} times f_{SW}} {2} = frac {(1.88A)^2 times 1.06μH times 160kHz}{2} = 0.3W$$

使用功率作為限制參數，使用下面公式計算緩沖電阻值：

$$R_{SNUBBER} = frac {(V_{C(MAX)})^2} {P_{R_{SNUBBER}}} = frac {(45.2V)^2}{0.75W} = 2.72kΩ$ $

使用下面公式估算緩沖電容的值：

$$C_{SNUBBER} = frac {1}{Delta V_C times R_{SNUBBER} times f_{SW}} = frac {1}{10% times 2.72kΩ times 160kHz} = 23nF$ $

最后，使用下面公式計算緩沖二極管兩端的最大電壓：

二極管兩端的最大電壓

8、最終設計

在計算出所有轉換器組件的值后，MP6004穩壓器可以與其他外部組件配對以建立功能齊全的反激式DC/DC轉換器。

這里要注意，該電路包括前面提到的組件，例如初級電感（Lp、輔助電感（Lp2）、輸出電容（由 C 2A、 C 2B、和 C 2C用于改善頻率響應）、整流二極管（D1）和緩沖電路。

下面顯示了電路的最終設計以及新組件，例如MP6004 的初級側控制器。該控制器包括 MOSFET 開關及其所有相關電路，以及一些用于噪聲過濾的附加組件。

最終設計電路原理圖