使用NCP1623A設計緊湊高效的PFC級的關鍵步驟

本文介紹了快速設計由 NCP1623 驅動的 CrM/DCM PFC 級的關鍵步驟中的定義關鍵規格與功率級設計，并以實際的 100W 通用電源應用為例進行說明，IC控制電路設計將在后續的推文中分享。

●  最大輸出功率：100 W

●  Rms 線路電壓范圍：90 V - 264 V

●  調節輸出電壓：

●  低壓為 250 V（115V 電源）

●  高壓為 390 V（230V 電源）

NCP1623 具有多個選項，本文側重于NCP1623A，它與其他版本的主要不同點在于輸入電壓跟隨升壓(follower boost)。NCP1623A 采用 SOIC?8 或 TSOP?6 封裝，是一款極為緊湊的 PFC 控制器，可在整個負載范圍內優化 PFC 級的效率。此外，它還集成了保護功能，以確保安全可靠地運行。一般而言，NCP1623A 適用于那些對成本效益、可靠性、高功率因數和效率比有著較高要求的系統：

谷底同步頻率折返：

NCP1623A 通常在臨界導通模式 (CrM) 下運行，直到功率降至閾值水平以下。此時，PFC 級進入非連續導通模式 (DCM)，死區時間會隨著負載的進一步衰減而延長（頻率折返）。不僅如此，這項創新技術還提供了穩定的谷底打開功能，以實現最大效率。此外，最小頻率鉗位（通常為 33 kHz）還可防止聲頻，并對導通時間進行調制，以確保 CrM 和 DCM 操作中的功率因數接近 1。

緊湊性：

NCP1623A 采用了創新的 CS/ZCD 多功能引腳，該引腳可在具有少量外部組件的小型 TSOP6（或 SOIC8）封裝中提供用于增強控制和保護的輸入信號。此外，NCP1623A 在低壓條件下會強制降低輸出調節電平，以最大程度提高 PFC 級效率并減小其尺寸。這種 2 級輸入電壓跟隨升壓(follower boost)最適合那些下游轉換器（如反激電源）能夠以經濟高效的方式承受輸入電壓變化的應用。

低 VCC 啟動閾值：

依照設計，NCP1623A 通常會在其 VCC 電壓超過 10.5V 時啟動，這使其非常適合那些控制器由外部電源（源自輔助電源或下游轉換器）供電的應用。它的最大啟動電壓 (11.25 V) 設置得足夠低，可以從傳統的 12 V 導軌供電。啟動后，較高的 VCC 最大額定值允許較大的工作范圍 (9.5 V - 30 V)，從而方便電路饋電。

快速線路/負載瞬變補償：

由于 PFC 級的調節環路帶寬必須較低，因此負載或輸入電壓的突然變化（例如啟動時）可能會導致過壓或欠壓。當輸出電壓過高時，過壓保護會中斷供電。當輸出電壓低于低檢測閾值（動態響應增強器 (DRE)）時，該電路會顯著加快調節環路。此功能僅在 PFC 級啟動后啟用，以允許進行正常的軟啟動操作。

安全保護：

系統會永久監控輸入和輸出電壓、MOSFET 電流和芯片溫度，以保護系統免受可能出現的過載，從而使 PFC 級不僅穩健，而且可靠。除 OVP 保護外，還提供了以下保護方法：

1）最大電流限制：電路會檢測 MOSFET 電流。如果檢測到的電流超過了設定的電流限值，則將其關斷。此外，由于電感器飽和或旁路二極管短路等原因，當電流達到限值的 150% 時，電路將進入低占空比操作模式。

2）欠壓保護：當反饋引腳電壓 (VFB) 降至 300 mV 以下時，該電路將關斷，并且在 VFB 超過 530 mV 之前一直保持關斷狀態。當在低壓下啟用輸入電壓跟隨升壓(follower boost)時，FB 引腳拉動 25 uA 電流 (IFB(LL)) 以調低輸出電壓，而 UVP 遲滯閾值則增大至 1.2/1.3 V。如果啟動時交流線路過低或反饋網絡出現故障（例如反饋引腳發生意外接地短路故障），此功能可保護 PFC 級。

3）冗余過壓保護 (OVP2)：CS/ZCD 多功能引腳用于檢測過高的輸出電壓電平，并在反饋網絡發生錯誤（電阻值錯誤、老化效應…）時防止破壞性輸出電壓失控。

4）熱關斷：當結溫超過 150°C（典型值）時，內部熱電路會禁用柵極驅動。一旦溫度降至約 100°C（50°C 遲滯）以下，電路將恢復工作。

便于制造和安全測試：

PFC 級的元件可能會因制造或處理事故、過大的操作應力或其他故障而導致意外短路、焊接不良或損壞。特別地，控制器的相鄰引腳可能會短路、接地或連接不良。通常要求這種導通/關斷的情況不會引起火災、煙霧或噪音。NCP1623A 集成了增強功能，可協助在諸如引腳連接不當（包括 GND）或是升壓或旁路二極管短路的情況下滿足上述要求。

與 TSOP?6 版本相比，SOIC?8 選項還帶有由 DIS 引腳控制的睡眠模式。該引腳上的高電平或開路會禁用控制器，并將 ICC 偏置電流降至 20 μA 以下（典型值）。此功能有助于滿足苛刻的待機功耗要求。

圖 1：系統板的電路圖

步驟 1：定義關鍵規格

●  線路頻率 fline：

面向 50 Hz/60 Hz 應用。實際上，通常是在 47?63 Hz 的范圍內指定該值。對于“保持時間”等的計算，必須考慮指定最低值。

●  最低線路電壓 (Vline,rms)LL：

這是 PFC 級必須運行的最小 rms 輸入電壓。該值通常比最小典型電壓（許多國家為 100 V）低 10?12%。我們將取：(Vline,rms)LL 90 V。

●  最高線路電壓（Vline,rms）HL：

這是最大 rms 輸入電壓。它通常比最大典型電壓（許多國家為 240 V）高 10%。我們選擇：(Vline,rms)HL 264 V。

●  標稱電壓 Vout,nom：

這是高壓線調節電壓。Vout,nom 必須高于 (√2 · (Vline,rms)HL )。我們的目標值是 390 V。

●  低壓線輸出電壓 Vout,LL：

NCP1623A 輸入電壓跟隨升壓(follower boost)功能提供了在低壓下選擇較低調節電壓的能力，以實現 PFC 級的尺寸和效率優化。該值通常被設置為略高于高壓檢測閾值。我們的目標值是 250 V。

●  磁峰-峰值輸出電壓紋波 ( Vout)pk?pk：

此參數通常以輸出電壓的百分比來指定。必須選擇等于或低于 6% VFB 磁峰-峰值紋波，以免在正常操作中觸發動態響應增強器 (DRE)。

●  保持時間 tHOLD?UP：

此參數指定在線路壓降期間輸出保持有效的時間。通常指定單線周期。此要求需要了解 PFC 級輸出上為確保應用正常運行所需的最小電壓 (Vout,min )。我們已經假設 (Vout,min = 180 V) 足夠高，可以向下游轉換器提供足夠的輸入電壓。

●  輸出功率 Pout：

這是 PFC 負載的功耗。

●  最大輸出功率 Pout,max：

這是最大輸出功率，在我們的應用中為 150W。

●  最大輸入功率 (Pin,avg)max：

這是在正常運行時可以從電源獲取的最大功率。該值是在滿載、低壓條件下獲得的。假設在這些條件下的效率為 95%，我們將使用：

（公式1）

步驟 2：功率級設計

在重載條件下，NCP1623A 將于臨界導通模式 (CrM) 下運行。因此，電感器、大容量電容和功率硅器件的尺寸通常與其他 CrM PFC 的相同。本章不會詳細說明這一過程，而是強調幾個關鍵點。

PFC 電感器

電路的導通時間受到內部限制。PFC 級可以提供的功率取決于電感器，因為 L 值將確定給定導通時間的電流上升。具體而言，以下公式給出了 PFC 級的功率能力：

（公式2）

電感器越小，PFC 級的功率能力就越高。因此，L 必須足夠低，以便可以在最低線路電平下提供全功率：

（公式3）

與傳統的 CrM 應用一樣，以下公式給出了其他重要參數：

●  最大峰值電流：

（公式4）

●  最大 rms 電流：

（公式5）

在我們的應用中，電感器必須滿足以下要求：

（公式6）

Ton,max（典型值為 12.5 μs）的最小值為 10.8 μs，將用在公式 6 中，因為這是計算 L 時的最壞情況。建議選擇比公式 6 返回的電感值至少小 25% 的電感值，以獲得充足的裕量。為了系統的緊湊性，選擇的是 200 μH 電感器。它由用于零電流檢測的 10:1 輔助繞組組成。可以看到，CrM 操作中的開關頻率取決于電感器值：

（公式7）

例如，在低壓、滿載（正弦曲線頂部）條件下，開關頻率為：

（公式8）

上述計算對應的低壓調節電壓為 250 V。

在實際設計中，PFC 輸出功率在輸入電壓過零點時不理想，因此實際導通時間將延長，以調節所需的負載。與公式 4、公式 5 和公式 7 中的計算結果相比，隨著導通時間的延長，電感器峰值和 rms 電流會升高，而開關頻率則降低。因此，建議在公式中增加至少 20% 的裕量。

功率器件

一般而言，二極管橋和功率開關被置于同一散熱器上。根據經驗，可以估算散熱器必須滿足如下散熱目標：

●  在多電源應用中，約為輸出功率的 4%（95% 通常是目標最低效率）

●  在單電源應用中，約為輸出功率的 2%。在我們的多電源應用中，大約需要消散 4 W 的熱能。在該熱能的損失源中，可以列出：

●  二極管橋的導通損耗可通過以下公式來估算：

（公式9）

其中 Vf 是橋式二極管的正向電壓。

●  MOSFET 導通損耗由下式給出：

（公式10）

在我們的應用中，采用的是：

●  Pbridge = 2.1 W（假設 Vf 為 1 V）。

●  (Pon)max = 1.03 · RDS(on) W。假設 RDS(on) 在高溫下加倍，因此最大導通損耗約為 2.6 · RDS(on) W。

開關損耗不易計算，我們不作預測。相反，根據經驗，我們會假設損耗預算等于 MOSFET 導通的損耗預算。實驗測試將檢驗它們是否低于估算值。

升壓二極管是以下導通損耗的來源：IOUT · Vf，其中 IOUT 是負載電流，而 Vf 是二極管正向電壓。在低壓條件下（調節電平設置為 250V 時），最大輸出電流為 0.4A，二極管導通損耗在 0.4W 范圍內（假設 Vf= 1 V）。PDIODE = 0.4 W。

PFC 輸出大容量電容

在定義大容量電容時，通常主要有三個標準/約束：

●  磁峰-峰值輸出電壓紋波：

（公式11）

其中 (ω = 2π · fline ) 是線路頻率。

磁峰-峰值 FB 引腳電壓紋波 (δVFB)pk?pk 通常低于 FB 參考電壓 (VREF= 2.5 V) 的 ±3%（6% 磁峰-峰值），以免在正常操作中在良好的裕量下觸發 OVP 和 DRE 功能。反饋電阻分壓比由下式給出：

（公式12）

因此，磁峰-峰值 FB 電壓為：

（公式13）

由此，在 47 Hz 線路頻率下，將 VFB 紋波限制在 6% 的最小 CBULK 為：

（公式14）

●  保持時間的規格：

（公式15）

其中，保持時間為 10 ms。

●  Rms 電容器電流：

Rms 電流取決于負載特性。假設知道電阻負載，我們可以推導出其大小的以下近似表達式：

（公式16）

在我們的應用中，采用的是：

（公式17）