峰值電流模式控制BUCK電路功率級電路計算及仿真

前述文章，BUCK功率級電路頻域計算及仿真 ，討論了電壓模式BUCK電路的功率級電路計算及仿真，并進行了頻域的閉環(huán)設(shè)計。由于峰值電流模式相比電壓模式具有不少優(yōu)點，所以應(yīng)用也很廣泛，本文就對峰值電流模式控制BUCK功率級電路做一些詳細分析計算和仿真。

一、峰值電流模式的基本運行原理

先回顧一下峰值電流模式BUCK電路的基本運行原理，其基本原理框圖如圖1所示。

圖1 峰值電流模式BUCK基本電路框圖

從圖1的基本框圖分析來看，在電壓模式中的固定頻率鋸齒波，已經(jīng)被電流采樣電壓波形所代替，它和電壓控制環(huán)的輸出誤差去比較，以此產(chǎn)生占空比的下降沿信號，占空比的上升沿由一個固定頻率的時鐘所產(chǎn)生。基于以上分析，誤差放大器輸出并不是直接控制占空比，而是控制峰值電流，如圖2所示，當電流峰值達到電壓環(huán)輸出后，占空比的下降沿就會產(chǎn)生。

圖2 誤差放大器輸出控制峰值電流

二、峰值電流模式BUCK的頻域簡易模型

基于上述分析，峰值電流控制模式BUCK可以看作一個電壓控制電流源，電感電流峰值由電壓環(huán)誤差輸出決定，系數(shù)是電流環(huán)調(diào)制器增益，則基于這個模型很容易求得峰值電流模式的控制量Vc到輸出電壓Vo的頻域傳遞函數(shù)。這里我們采用簡易模型，假設(shè)電流環(huán)將LC二階極點系統(tǒng)變?yōu)橐浑A極點系統(tǒng)，電感的作用在電流環(huán)的作用下消失了，這在直流和低頻下來說是適用的。

圖3 峰值電流控制模式Power Stage電壓控制電流源模型

圖4 BUCK電路峰值電流模式控制到輸出的傳遞函數(shù)

由圖4中的控制Vc到輸出Vo簡化傳遞函數(shù)來看，可以將其看作一個一階環(huán)節(jié)，其直流增益為G0，具有一個零點和一個極點。由上述表達式來看，其零點決定于輸出電容及其ESR電阻，其極點決定于輸出電容及負載電阻，此時，相對于負載電阻來說ESR電阻非常小，也可以忽略ESR電阻。

圖5 BUCK電路峰值電流控制模式的功率級電路零點和極點

圖6 BUCK電路峰值電流控制模式的功率級電路Bode圖

由上述計算得到的零極點，我們畫出功率級期望的Bode圖，如圖6所示，在低頻段直流增益取決于G0，F(xiàn)p極點處增益以-20db/10倍頻斜率下掉，相應(yīng)的相位產(chǎn)生90C的滯后，在輸出電容ESR零點處，增益又產(chǎn)生20db/10倍頻的斜率變化，所以變?yōu)橐粭l水平線,相應(yīng)的相位又回到0C.

三、BUCK電路峰值電流模式控制直流增益及功率級零極點計算

為了方便計算，定義BUCK電路功率級的相關(guān)參數(shù)，如下圖7所示。

圖7 功率級計算參數(shù)定義

圖7中，定義BUCK電路輸入電壓為9V,輸出電壓為3.3V,負載電阻為3.3ohm（對應(yīng)負載電流為1A）,輸出電容為100uF，Rc為其ESR電阻，輸出電感為10uH，RL為其寄生串聯(lián)電阻ESL,Ri為電流采樣的比例增益設(shè)為0.1。

峰值電流模式在占空比大于50%時，需要對采樣電流波形增加斜坡補償才能讓環(huán)路穩(wěn)定，否則會造成次諧波震蕩，振蕩頻率為一半的開關(guān)頻率。對于BUCK變換器來說，電流轉(zhuǎn)化為電壓后的上升沿的斜率為如下式定義，

而電流轉(zhuǎn)化為電壓后下降沿的斜率，由下式定義，

這里需要加的斜坡補償量設(shè)為下降沿斜率，關(guān)于斜坡補償?shù)木唧w分析我們后面會詳細討論，這里先采用這一結(jié)論，計算得到整個周期的斜坡補償電壓為如下式，所示。

由于調(diào)制器的增益由輸出電阻和電流環(huán)增益所分壓，由此求得控制到輸出的直流關(guān)系如下式所示。

根據(jù)斜波補償?shù)挠嬎悖约癙WM調(diào)制器的傳遞函數(shù)的概念，可計算上式中峰值電流模式的直流增益，如下圖8，計算得知直流增益為27.8db。

圖8 峰值電流模式控制到輸出直流增益

圖9 峰值電流模式BUCK控制到輸出的傳遞函數(shù)

根據(jù)圖3所示的電壓控制電流源模型，我們可以推導(dǎo)出控制到輸出的傳遞函數(shù)如圖9所示，將s=0，則得知其直流增益為KI.同時，我們可以在此簡化模型上得知功率級包含一個極點和一個零點，我們計算其轉(zhuǎn)折頻率如下圖10所示。

圖10 峰值電流模式BUCK零極點計算

圖11 峰值電流模式BUCK控制到輸出增益曲線

從圖11的控制到輸出傳遞函數(shù)增益曲線上看，低頻時是一個不到30db的直流增益，在大約500Hz附近，有一個極點使得增益曲線斜率為-20db/10倍頻，在大約40k附近，出現(xiàn)一個零點，讓增益曲線的斜率變回0db/10倍頻。

圖12 峰值電流模式BUCK控制到輸出相位曲線

從圖12相位曲線上看，對應(yīng)于增益曲線，極點讓相位滯后約90C,零點又讓相位回到起始的0C,符合我們的上述分析。

圖13 穿越頻率/相位裕量/低頻增益計算

在上述控制到輸出的傳遞函數(shù)的相位及增益曲線上，很容易求得一些關(guān)鍵參數(shù)，如穿越頻率，相位裕量，低頻增益等，結(jié)果如圖13所示，我們可知穿越頻率為12.37k，相位裕量為110C,低頻增益為27.9db。

圖14 零極點處的相位和增益計算

在功率級傳遞函數(shù)的Bode圖上，還可以求得零極點對應(yīng)的增益和相位，如極點處相位滯后為-45C左右，零點處在極點10倍頻時滯后的相位90C基礎(chǔ)上，又提升了45C,所以零點處相位滯后還是為-45C，以上符合分析。

四、峰值電流模式BUCK電路功率級仿真驗證

圖15 峰值電流模式BUCK功率級時域及小信號仿真

在上圖15中，給出了峰值電流模式BUCK電路的開環(huán)仿真原理圖，非常簡潔。參數(shù)設(shè)置和上述第三部分的計算一致。例如，輸入電壓9V,電壓控制電流源的電壓為142mv時，輸出電壓為3.3V，同時斜坡補償在整個周期最大值為66mV,和上述計算一致。電流采樣增益，按照Ri=0.1，采用電流控制電壓源設(shè)置，其它參數(shù)也可以參考上述第三部分計算，此處不一一詳述。

圖16 峰值電流模式控制BUCK開環(huán)仿真波形1

在上面圖16中，到的時域仿真波形自上到下分別為斜坡補償后的電流采樣電壓V_CS,電壓環(huán)給定V_COMP,開關(guān)節(jié)點電壓SW,開關(guān)管下管驅(qū)動波形PWM1L。

圖17 峰值電流模式控制BUCK開環(huán)仿真波形2

在上面圖17中，得到的時域仿真波形2自上到下分別為開關(guān)管門級上管驅(qū)動波形PWM1H_mos，開關(guān)管上管驅(qū)動波形PWM1H,輸入電流波形IVIN,續(xù)流二極管也就是死區(qū)電流波形ID1.

圖18 峰值電流模式控制BUCK開環(huán)仿真波形3

在上面圖18中，得到的時域仿真波形3自上到下分別為續(xù)流管mosfet的波形IS2，電感電流波形IL,輸出電壓波形VOUT.

根據(jù)以上開環(huán)仿真波形，可以判斷基本上是我們期望的合理的開環(huán)電路波形。接下來，進行小信號環(huán)路仿真，事先在電路中放置了環(huán)路Bode圖測試儀器，及在電壓環(huán)輸出施加了小信號干擾源。

圖19 峰值電流模式控制BUCK電路功率級Bode圖

從圖19小信號開環(huán)仿真結(jié)果來看，得到控制到輸出的傳遞函數(shù)對應(yīng)的Bode圖，從圖上看，穿越頻率為16.97k，負載極點頻率為637Hz，和理論計算有一些差異，可能源于計算負載極點的模型不夠精確。

采用計算負載極點的非簡化模型，即不忽略KD（此處KD為1.33）參數(shù)，如下圖20所示計算，得知負載極點為641Hz，和仿真模型比較一致。由于傳遞函數(shù)模型簡化，所以計算得到的穿越頻率和實際仿真值相比稍低。

圖20 未忽略KD時的負載極點頻率計算

圖21 峰值電流模式控制BUCK電路功率級低頻增益測量

從圖19測量增益曲線來看，低頻增益為27.8db，和計算結(jié)果非常一致。從測試的相位來看，相位為70C,因此相位裕量為110C,和計算結(jié)果也很一致。

總結(jié)，本文通過分析峰值電流模式BUCK電路的功率級電路模型，計算了從控制到輸出傳遞函數(shù)的一些非常重要的參數(shù)如直流增益，穿越頻率，零極點頻率等，并且通過仿真進行了驗證，為后續(xù)峰值電流模式BUCK電路閉環(huán)補償設(shè)計奠定基礎(chǔ)。

來源：電源漫談 ，作者電源漫談