終端綜測儀自動校準研究與實現

作者簡介：楊政（1977—），男，高級工程師，主要研究方向為移動通信測試儀表的研究與開發。E-mail：hello_401@sohu.com。

0   引言

隨著移動通信技術的不斷演進，終端測試設備作為通信測試領域的重要儀表越來越受到業界的關注。終端的質量和性能優劣對整個通信產業鏈的健康發展有著舉足輕重的影響，終端測試儀表及測試平臺的發展是移動通信產業化的重要環節，不僅可以為面向商用終端基帶芯片等提供專業測試驗證儀表，而且可以通過對終端芯片研發的支持，帶動通信測試領域的全面發展^[1]。終端綜測儀作為通信測試王牌儀器，是業內所有儀表廠家發展的核心和重點，也是市場競爭最為激烈的焦點。由于多種制式、大帶寬、多頻點、多種調制技術等特點，使得終端綜測儀的功率校準成為了一個難題。儀表在正式交付時都要經過精密儀器測試，功率等各相關儀表指標都能滿足儀表指標要求。但是經過一段時間以后，儀表的各項指標由于環境變化、溫度不同等因素的影響，功率等指標達不到設計的要求。儀表就需要重新校準，儀表廠商現場校準成本較高。因綜測儀自身帶有的信號源和接收機的特點，利用信號發射與信號分析并行反饋校準技術，通過具體實踐充分證明了該方法的正確性和有效性^[2]。

1   終端綜測儀硬件平臺及總體方案

綜測儀硬件平臺原理框圖如圖1 所示，主要由以下幾個部分組成：發射參考時鐘輸出經過鎖相的高穩參考信號；基帶數據產生單元，依據設置的不同通信制式輸出不同的兩路IQ 數據；上變頻器單元的功能是把FPGA 產生的基帶信號經DAC、正交調制等處理后產生中頻信號。寬帶本振單元利用DDS 鎖相技術環路輸出（0.4~6）GHz 本振信號；射頻混頻單元，利用混頻技術把中頻信號混到射頻，利用攜帶通信信息的射頻信號進行傳輸；開閉環轉換單元用于調制器開環和閉環的切換，同時還可以通過模數轉換器把數據調整為模擬信號來控制調制器。調制器單元是一個利用數字電路控制可調諧的衰減器，通過設置不同數據來調整調制器的不同衰減量；多級放大單元對通路中的射頻信號進行放大，提高儀表的最大輸出功率。功分器單元將射頻信號功率分配分成兩路，一路進行傳輸，一路反饋給調制器。檢波采樣單元用于把反饋回來的射頻信號轉換成數字信號。時分同步運算單元用于對反饋回數字信號求和運算、平均等數據處理，采用負反饋來控制調制器。功率調整單元可以控制發射信號的功率輸出，進行最大120 dB衰減或0 衰減量。MIMO 接口單元主要起合路器的作用，將發射信號和接收信號合路，合路后的端口可分時輸入或輸出。

接收功率衰減單元主要調整輸入的大功率信號，對輸入信號進行最大50 dB 衰減或0 衰減量。前置增益控制單元用于輸入小功率信號的調整放大，接收衰減單元和前置增益控制單元的主要功能是對大信號衰減，小信號放大，根據后端電路處理要求擴大儀表的測試信號范圍。寬帶本振單元輸出（0.4~6）GHz 本振信號。混頻單元將高頻射頻信號降頻，匹配濾波單元，濾除混頻中無用的信號，留下有效信號。下變頻器單元的功能是將中頻經過模數轉換實現數據采樣，將數據流分成兩路，得到IQ 兩路基帶信號。接收參考時鐘單元通過固定分頻鎖相環輸出的參考時鐘信號用于內部信號抽取采樣。數據分析單元是對接收到的IQ 數據進行解調分析^[3]。

2   發射數字穩幅具體實現

綜測儀發射單元功率控制主要是通過衰減器和調制器協同工作完成。衰減器進行大范圍控制，調制器實現對功率的精確控制，因此調制器校準精度直接影響到輸出功率精確度。衰減器最大衰減量為120 dBm，通過對衰減器的不同設置，可以實現對輸出信號0 衰減量或120 dBm 衰減量每10 dB 一檔的動態控制，當達到最大衰減時，可以實現最小功率。調制器的控制范圍超過25 dB，保證了與衰減器的配合可以在大范圍中實現精確控制。為確保發射單元的功率準確度，采用了數字穩幅技術，以TD-LTE 信號為例，發射的信號采用多子幀通信，且每個子幀內又存在多個時隙^[4]，具體1 個幀周期內的時隙分布圖見圖2。在通信時，并不是每個時隙內都一定有信號，這就要求時隙內沒有通信信號時，穩幅環路不工作，保持一個固定狀態。而傳統ALC 穩幅環路由于采用有效值檢波，并通過采用負反饋環路控制調制器，實現信號的穩定輸出，很難完成這種脈沖內檢波、脈沖外保持的穩幅要求。因TD-LTE 通信中每個子幀周期是固定的，在判斷到有上升沿后，就開始讀取A/D 采集的數據，并求和處理，由于導頻時隙的寬度是固定的，可以根據高速時鐘A/D 的采集速率和導頻時隙的寬度來調整計數器的終止數據。經過功率調整的調制信號一路作為信號發射到端口，另一路通過反饋數據處理來控制調制器的輸出功率。觸發信號以TD-LTE 幀周期的同步信號上升沿來判斷，按照通信制式不同選擇不同的保護時隙，如果有上升沿，則開始采樣時隙內數據，并累加A/D 采集的數據，等累加到導頻時隙的寬度時，就停止累加，并計算出A/D 累加的平均值，然后與參考數據比較，根據數據比較的結構，修正輸出到DAC 的數據。經過幾個幀的修正后，實現功率穩定。具體采集數據如圖3 所示。這是一個逐步穩定的過程，延遲的時間包括時隙在幀周期所處的位置、一定的保護時隙、通道延遲時間^[3]，只要去掉幀同步判斷就可實現連續波的穩幅，數字穩幅具體流程見圖4。

圖3 采集數據

圖4 數字穩幅流程

3   衰減器與頻響校準流程

通過數字穩幅技術達到發射單元的功率準確度，另衰減器和調制器在每個頻率點上輸出功率是不一樣的，如何補償由于頻率變化帶來的影響，是校準另一個需要解決的問題^[5]。采用數字基帶產生技術產生的數據通過數字上混頻依照調制格式產生不同的通信信號，如TDLTE信號等^[6]，發射信號的功率是假設是P_TX：

PTX = PIF+ AT + ΔAT + M （1）

其中，PIF 是基帶經過上混頻輸出的功率，大約為-3.3 dBm，中頻頻增益設置為0；AT 指的程控衰減器的衰減量，最大衰減量為120 dBm，通過對衰減器的不同設置，可以實現對輸出信號0 衰減量或120 dBm 衰減量每10 dB 一檔的動態控制；ΔAT 為程控衰減器衰減實際值與理論值的差值；M 為調制器的衰減值，步進為0.05 dB，可控范圍為20 dB。ΔAT 和M 為出廠前的校準值以某一臺機器的數據為例：ΔAT 是各檔衰減量與實測誤差值：10 dB 誤差值為-1.266 dBm，依次20 dB 為-1.449 dBm，30 dB 為-0.859 dBm，40 dB 為-1.698 dBm，50 dB 為-1.693 dBm，60 dB 為-0.895 dBm，70 dB 為-1.739 dBm，80 dB 為-1.828 dBm，90 dB 為-1.798 dBm，100 dB 為-2.449 dBm，110 dB 為-1.568 dBm，120 dB 為-1.112 dBm。實測各檔衰減量與實測誤差值對應關系曲線如圖5 所示。X 軸的數字1 代表10 dB 衰減，依次為12 代表120 dB 衰減。M是調制器衰減量，是一個可預置的集成電路，整個動態范圍為（6~-24.5）dBm，最大增益達6 dBm，最小可衰減24.5 dB；調制器HMC346C8 的壓控曲線如圖6 所示。

實際作為衰減器使用時，盡量選擇線性度好的區域，即選擇（3~-17)dBm。還是以發射出來TD-LTE 信號為例，時隙在TS1，頻點為10 087，功率-20 dBm，通過MIMO 接口單元接入接收機，接收到的信號經過降頻處理后下變頻器成基帶數據進行功率分析處理。設置接收前端可控衰減量為0 dB 時，與獲得的實際測量差值定義為ΔAT0，依次衰減量為10 dBm 時，實測差值為ΔAT10，以此類推，分別獲取每檔衰減器與實際測量差值存入內部存儲單元中[3]。獲得的數據用來修正接收衰減器數據，接收單元衰減器的具體流程圖見圖7。

通過設置綜測儀通信制式為TD-LTE，發射功率為-20 dBm，頻率步進10 MHz，掃描起始點為0.4 GHz，掃描終止點為6 GHz，發射信號時隙單元選擇為TS1，綜測儀作為信號源發射信號經過儀器內置的功分器轉換到接收機中，通過頻譜分析功率測試等把測試到的差值存到內部存儲器中, 與綜測儀的原始數據進行比較后修改信號源的頻響，信號源頻率10 MHz 步進點靠直接補償數據，10 MHz 步進中間各頻率點靠擬合曲線或插值補償的形式，逼近真實數據值, 提高綜測儀的功率準確度指標，綜測儀頻率響應校準的軟件流程參見圖8^[7]。

圖7 接收單元衰減器的流程

圖8 綜測儀頻率響應校準的軟件流程

4   測試結果

通過指定通信制式信號源發射信號，經過校準后的綜測儀實測功率值與安立MS2692A 進行對比測試。信號源功率設置為-20.0 dBm，頻率為（0.4~6）GHz。表1 選取了部分頻率點記錄了測試結果。

從表1 中可以看出，終端儀實測值與MS2692A 實際測量結果非常接近，誤差僅在0.2 dBm 以下，這是由于儀器自身差別和環境溫度造成的，綜上，綜測儀經過校準后的功率測試較準確，充分說明校準的有效性。

5   結束語

本文首先分析了當前終端綜測儀研究的國內外現狀，終端測試領域存在巨大的發展空間。結合我單位研發的終端綜測儀，深入理解了綜測儀整機方案和射頻通道模塊的校準原理。分別對調制器功率校準以及衰減器校準進行了深入的分析，通過實際校準驗證了整個流程的正確性和有效性。但是，在實際的校準過程中還有許多不確定的因素影響校準結果。后續還需要更加深入的研究，并充分地理解硬件設計思想和探索硬件實際運行特性。

參考文獻：

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（本文來源于《電子產品世界》雜志2021年8月期）