基于PWM的電壓調(diào)節(jié)技術(shù)

SG3524工作過(guò)程如下。

直流電源VS從腳15 接入后分兩路，一路加到或非門(mén);另一路送到基準(zhǔn)電壓穩(wěn)壓器的輸入端，產(chǎn)生穩(wěn)定的+5 V基準(zhǔn)電壓。+5 V再送到內(nèi)部(或外部)電路的其他元器件作為電源。

振蕩器腳7須外接電容CT，腳6須外接電阻RT。振蕩器頻率f由外接電阻RT和電容CT決定，f=1.18/RTCT。本設(shè)計(jì)將Boost電路的開(kāi)關(guān)頻率定為10 kHz，取CT=0.22 滋F，RT=5 k贅;逆變橋開(kāi)關(guān)頻率定為5 kHz，取CT=0.22 滋F，RT=10 k贅。振蕩器的輸出分為兩路，一路以時(shí)鐘脈沖形式送至雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器及兩個(gè)或非門(mén);另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相端，比較器的反向端接誤差放大器的輸出。

誤差放大器實(shí)際上是差分放大器，腳1為其反相輸入端;腳2為其同相輸入端。通常，一個(gè)輸入端連到腳16 的基準(zhǔn)電壓的分壓電阻上(應(yīng)取得2.5 V的電壓)，另一個(gè)輸入端接控制反饋信號(hào)電壓。本系統(tǒng)電路圖中，在DC/DC變換部分，G3524的腳1接控制反饋信號(hào)電壓，腳2接在基準(zhǔn)電壓的分壓電阻上。誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進(jìn)行比較，從而在比較器的輸出端出現(xiàn)一個(gè)隨誤差放

大器輸出電壓高低而改變寬度的方波脈沖，再將此方波脈沖送到或非門(mén)的一個(gè)輸入端。或非門(mén)的另兩個(gè)輸入端分別為雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器和振蕩器鋸齒波。雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器的兩個(gè)輸出端互補(bǔ)，交替輸出高低電平，其作用是將PWM脈沖交替送至兩個(gè)三極管V1及V2的基極，鋸齒波的作用是加入了死區(qū)時(shí)間，保證V1及V2兩個(gè)三極管不可能同時(shí)導(dǎo)通。最后，晶體管V1及V2 分別輸出脈沖寬度調(diào)制波，兩者相位相差180毅。當(dāng)V1及V2脈沖并聯(lián)應(yīng)用時(shí)，其輸出脈沖的占空比為0%~90%;當(dāng)V1及V2分開(kāi)使用時(shí)，輸出脈沖的占空比為0%~45%，脈沖頻率為振蕩器頻率的1/2。

2.2 驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)

IR2110 采用HVIC的閂鎖抗干擾CMOS 制造工藝，DIP14腳封裝。具有獨(dú)立的低端和高端輸入通道;懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達(dá)500 V，dv/dt=依50 V/ns，15 V下靜態(tài)功耗僅為116 mW;輸出的電源端(腳3，即功率器件的柵極驅(qū)動(dòng)電壓)電壓范圍10~20 V;邏輯電源電壓范圍(腳9)5~15 V，可方便地與TTL，CMOS電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有依5 V的偏移量;工作頻率高，可達(dá)500 kHz;開(kāi)通、關(guān)斷延遲小，分別為120 ns 和94 ns;

圖騰柱輸出峰值電流為2 A。

IR2110 內(nèi)部由如圖4 所示的三個(gè)部分組成：邏輯輸入，電平平移及輸出保護(hù)。如上所述IR2110的特點(diǎn)，可以為裝置的設(shè)計(jì)帶來(lái)許多方便。尤其是高端懸浮自舉電源的成功設(shè)計(jì)，可以大大減少驅(qū)動(dòng)電源的數(shù)目。

采用IR2110作逆變半橋的驅(qū)動(dòng)電路舉例。這種高壓側(cè)懸浮驅(qū)動(dòng)的自舉原理如圖5 所示。圖中C1、VD1 分別為自舉電容和二極管，C2 為VCC 的濾波電容。假定在S1關(guān)斷期間C1已充到足夠的電壓(VC1抑VCC)。當(dāng)HIN為高電平時(shí)VM1開(kāi)通，VM2關(guān)斷，VC1加到S1的柵極和發(fā)射極之間，C1通過(guò)VM1，Rg1 和S1柵極-發(fā)射極電容Cge1放電，Cge1被充電，S1導(dǎo)通。此時(shí)VC1可等效為一個(gè)電壓源。當(dāng)HIN為低電平時(shí)，VM2開(kāi)通，VM1斷開(kāi)，S1柵電荷經(jīng)Rg1、VM2迅速釋放，S1關(guān)斷。經(jīng)短暫的死區(qū)時(shí)間(td)之后，LIN為高電平，S2開(kāi)通，VCC經(jīng)VD1，S2給C1充電，迅速為C1補(bǔ)充能量。如此循環(huán)反復(fù)。

自舉元器件的分析與設(shè)計(jì)舉例。圖5所示自舉二極管(VD1)和電容(C1)是IR2110在PWM應(yīng)用時(shí)需要嚴(yán)格挑選和設(shè)計(jì)的元器件，應(yīng)根據(jù)一定的規(guī)則進(jìn)

行計(jì)算分析。在電路實(shí)驗(yàn)時(shí)進(jìn)行一些調(diào)整，使電路工作在最佳狀態(tài)。

1)自舉電容的選擇IGBT 和PM(Power MOS原FET)具有相似的門(mén)極特性。開(kāi)通時(shí)，需要在極短的時(shí)間內(nèi)向門(mén)極提供足夠的柵電荷。假定在器件開(kāi)通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導(dǎo)通所需要的電壓(10 V，高壓側(cè)鎖定電壓為8.7/8.3 V)要高;再假定在自舉電容充電路徑上有1.5 V 的壓降(包括VD1的正向壓降);最后假定有1/2的柵電壓(柵極門(mén)檻電壓VTH通常為3~5 V)因泄漏電流引起電壓降。綜合上述條件，此時(shí)對(duì)應(yīng)的自舉電容工程應(yīng)用則取C1躍2Qg/(VCC-10-1.5)。

例如FUJ I50 A/600 V IGBT充分導(dǎo)通時(shí)所需要的柵電荷Qg=250 nC(可由特性曲線查得)，VCC=15 V，那么C1=2伊250伊10-9/(15-10-1.5)=1.4伊10-7 F，可取C1=0.22 滋F或更大一點(diǎn)的，而耐壓躍50 V 的電容。

在自舉電容的充電路徑上，分布電感影響了充電的速率。下管的最窄導(dǎo)通時(shí)間應(yīng)保證自舉電容能夠充足夠的電荷，以滿(mǎn)足Cge所需要的電荷量再加上功率器件穩(wěn)態(tài)導(dǎo)通時(shí)漏電流所失去的電荷量。因此從最窄導(dǎo)通時(shí)間ton min考慮，自舉電容應(yīng)足夠小。

綜上所述，在選擇自舉電容大小時(shí)應(yīng)綜合考慮，既不能太大影響窄脈沖的驅(qū)動(dòng)性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅(qū)動(dòng)要求。從功率器件的工作頻率、開(kāi)關(guān)速度、門(mén)極特性進(jìn)行選擇，估算后經(jīng)調(diào)試而定。

2)自舉二極管的選擇自舉二極管是一個(gè)重要的自舉器件，它應(yīng)能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開(kāi)關(guān)頻率之積。為了減少電荷損矢，應(yīng)選擇反向漏電流小的快恢復(fù)二極管。單從驅(qū)動(dòng)PM 和IGBT的角度考慮，均不需要柵極負(fù)偏置。Vge=0，完全可以保證器件正常關(guān)斷。但在有些情況下，負(fù)偏置是必要的。這是因?yàn)楫?dāng)器件關(guān)斷時(shí)，其集電極-發(fā)射極之間的dv/dt過(guò)高時(shí)，將通過(guò)集電極-柵極之間的(密勒)電容以尖脈沖的形式向柵極饋送電荷，使柵極電壓升高，而PM，IGBT的門(mén)檻電壓通常是3~5 V，一旦尖脈沖的高度和寬度到達(dá)一定的程度，功率器件將會(huì)誤導(dǎo)通，造成災(zāi)難性的后果。而采用柵極負(fù)偏置，可以較好地解決這個(gè)問(wèn)題。

2.3 保護(hù)電路

電力電子常用的保護(hù)有過(guò)流保護(hù)和過(guò)壓保護(hù)。

1)過(guò)電流保護(hù)在電力電子變換和控制系統(tǒng)運(yùn)行不正常或發(fā)生故障時(shí)，可能發(fā)生過(guò)電流造成開(kāi)關(guān)器件的永久性損壞，快速熔斷器是電力電子變換器系統(tǒng)中常用的一種過(guò)電流保護(hù)措施。快速熔斷器的過(guò)流保護(hù)原理是基于快速熔斷器特性與器件特性的保護(hù)配合來(lái)完成的，即通過(guò)選擇快速熔斷器的短路容量約器件的熱容量，使得當(dāng)發(fā)生過(guò)流時(shí)快速熔斷器先熔斷，以保護(hù)器件不損壞。另一種方法是采用電流檢測(cè)、比較、判斷，在過(guò)流瞬間及時(shí)關(guān)斷電路。

2)過(guò)電壓保護(hù)電力電子設(shè)備在運(yùn)行過(guò)程中，會(huì)受到由交流供電電網(wǎng)進(jìn)入的操作過(guò)電壓和雷擊過(guò)電壓的侵襲。同時(shí)，設(shè)備自身運(yùn)行中以及非正常運(yùn)行中也有過(guò)電壓出現(xiàn)。過(guò)電壓保護(hù)的基本原理是在瞬態(tài)過(guò)電壓發(fā)生的時(shí)候(滋s或ns級(jí))，通過(guò)過(guò)電壓檢測(cè)電路進(jìn)行檢測(cè)。過(guò)電壓檢測(cè)電路中主要的元件是壓敏電阻。壓敏電阻相當(dāng)于很多串并聯(lián)在一起的雙向抑制二極管，起到電壓箝位的作用。電壓超過(guò)箝位電壓時(shí)，壓敏電阻導(dǎo)通;電壓低于箝位電壓時(shí)，壓敏電阻截止。

過(guò)電壓檢測(cè)電路原理如圖6所示。當(dāng)有過(guò)電壓信號(hào)產(chǎn)生時(shí)，壓敏電阻被擊穿，呈現(xiàn)低阻值甚至接近短路狀態(tài)，這樣在電流互感器的一次側(cè)產(chǎn)生一個(gè)大電流，通過(guò)線圈互感作用在二次側(cè)產(chǎn)生一個(gè)小電流，再通過(guò)精密電阻把電流信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷盒盘?hào);這個(gè)信號(hào)輸入到電壓比較器LM393 后，LM393 輸出高電平，經(jīng)過(guò)非門(mén)A 輸出的控制脈沖2控制電源回路，斷開(kāi)開(kāi)關(guān)電源電路。當(dāng)輸出的高電平輸出SG3524的腳10時(shí)，封鎖輸出脈沖，進(jìn)行保護(hù)。

2.4 DC/AC逆變電路結(jié)構(gòu)

DC/AC 變換采用單相輸出，全橋逆變形式，由4個(gè)IGBT(G20N40L)構(gòu)成橋式逆變電路，最高耐壓800 V，電流20 A，利用半橋驅(qū)動(dòng)器IR2110提供驅(qū)動(dòng)信號(hào)，其輸入波形由SG3524 提供，同理可調(diào)節(jié)該SG3524的輸出驅(qū)動(dòng)波形的D50%，保證逆變的驅(qū)動(dòng)方波有共同的死區(qū)時(shí)間。

3 結(jié)語(yǔ)

結(jié)合高校學(xué)生《電力電子技術(shù)》課程的實(shí)踐教學(xué)，對(duì)上述理論分析和方案設(shè)計(jì)，通過(guò)安裝和調(diào)試進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，并應(yīng)用在風(fēng)扇、電爐等家用電器的控制，效果良好，達(dá)到了預(yù)先設(shè)計(jì)要求。本設(shè)計(jì)也可引入閉環(huán)控制，實(shí)現(xiàn)自動(dòng)調(diào)節(jié)。隨著智能電力模塊(如IPM)的廣泛應(yīng)用，不僅體積小，轉(zhuǎn)換效率高，而且具有各種保護(hù)功能，同時(shí)具有程控接口，在實(shí)現(xiàn)對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的有效控制和保護(hù)方面將更加完善。