一種簡單的三相電壓型PWM整流器控制方法

0 引言

PWM 整流器具有能量雙向流動、直流電壓穩定、低諧波輸入電流、高功率因數等優點，廣泛應用于單位功率因數整流、有源濾波及無功補償、交流傳動等系統中。PWM整流器的控制實際上是對交流側電流的控制，實現的方案有電流直接控制和間接控制兩大類[1]。電流直接控制能實現對電流的迅速調節，獲得較好的動態性能，但需要高精度的電流傳感器，而且傳統的電流滯環控制開關頻率不固定;間接電流控制是在控制系統中通過控制調制電壓的幅值及其與電源電壓的相對位移來控制輸出直流電壓和功率因數，盡管它動態響應稍慢，還存在瞬態直流電流偏移，但它具有簡單的控制結構和良好的開關特性，檢測量少，無需電流傳感器，成本低，易于數字化實現，適用于對控制性能和動態響應要求不高的場合，具有良好的工程實用價值。

1 三相電壓型PWM 整流器主電路拓撲與數學模型

三相電壓型PWM整流器主電路拓撲結構如圖1所示，其中虛線框內為試驗測試負載電路[2]。

針對三相電壓型PWM整流器，建立采用開關函數描述的數學模型，首先作以下假設：

1)電網電動勢ea、eb、ec為三相平穩的純正弦波電動勢;

2)網側電感是線性的，且不考慮飽和;

3)將功率開關管損耗等效電阻Rs同交流濾波電感等效電阻Rl合并，且令R=Rs+Rl。

定義單極性二值邏輯開關函數sk 為

由圖1，忽略開關器件的開關延時、死區時間，控制系統緩沖時間，根據基爾霍夫電壓與電流定律，可得到三相電壓型可逆PWM 整流器的狀態空間模型如下[5]

在這里，L 是每相交流濾波電感的值，R 是每相功率開關管損耗等效電阻Rs與交流濾波電感等效電阻Rl的和，C 是直流輸出側的電容值。

2 基于電壓空間矢量脈寬調制的控制方法

由于交流電感的濾波作用，整流器交流側的輸入可近似認為是三相正弦電流，直流側有大電容穩壓，輸出呈直流電壓源特性，穩態時輸出直流母線電壓可認為保持不變。由于交流濾波電感等效電阻及開關器件損耗等效電阻較小，在忽略交流濾波電感及開關器件等效電阻的條件下，三相電壓型PWM 整流器的單相等效電路和空間矢量圖如圖2、圖3、圖4所示[3]。

在圖3與圖4中，E為電網電動勢的電壓空間矢量，Vp為三相電壓型PWM整流器的網側電壓空間矢量，VL為交流濾波電感兩端間的電壓空間矢量，I 為交流電源輸出的電流空間矢量。

由圖3 和圖4 可見，適當控制Vp的大小和Vp與E之間的相位角茲，就可以控制輸入電流I的大小與相位，因而能控制整流器傳送能量的大小和直流側電壓，最終就能夠控制功率因數和實現能量的雙向流動。

如何控制輸入電流，得到理想的功率因數以及實現能量的雙向流動，根本任務在于得到各功率開關器件的控制規律和通斷時間。PWM技術已廣泛應用于整流系統以提高功率因數并改善電流波形，本文基于電壓空間矢量脈寬調制原理，通過電壓空間矢量PWM控制，在整流器橋路交流側生成幅值、相位受控的正弦PWM電壓。該電壓與電網電動勢共同作用于整流器交流側，在整流器交流側形成正弦基波電流，諧波電流則由整流器交流側電感濾除。

在傳統的相位幅值控制方式中，在功率因數為1時，控制角茲與控制電壓矢量Vp的計算完全根據矢量圖并依賴于主電路參數，如式(3)、式(4)所示[4]。

式(3)和(4)的運算量較大并且與主電路參數相關聯，不易實現實時控制，系統存在受主電路參數影響的局限性。本文提出的控制方法是將PI調節器的輸出作為相位角茲的給定，而相位角茲作為被控對象的輸入變量，并依據能量守恒原理和系統的調節關系以及矢量關系確定控制算法，這樣就實現了對整流器網側控制電壓Vp的相位的控制，系統閉環結構框圖如圖5所示。

對于網側控制電壓幅值，根據電壓空間矢量脈寬調制控制原理有[6]

3 控制系統的實現

三相電壓型PWM整流器控制系統的結構框圖如圖6所示。控制系統需要檢測的信號有三相交流電源的電壓信號ea、eb、ec 和網側直流母線電壓信號Vdc，這些電壓信號經信號調理電路轉換成DSP的A/D 接口接收范圍內的模擬信號，DSP 則完成輸入信號的A/D 轉換、三相對稱(a，b，c)到兩相垂直(D，Q)的坐標變換、PI 調節、空間矢量調制等控制任務，DSP 輸出的SVPWM 信號經IPM 驅動電路后送給IPM。可見，整個控制系統結構簡單明了，易于實現。