基于VHDL的感應加熱電源數字移相觸發器設計

目前，國內大容量全固態感應加熱電源非常缺乏，中頻及超音頻感應加熱電源研制水平還比較底。其電路大多采用模擬控制電路，其中整流橋移相觸發電路通常采用模擬型鋸齒波增益可調電路，逆變輸出負載端多采用CD4046進行模擬控制。本文設計了一套感應加熱電源中三相整流橋的數字移相觸發器。

1 問題描述

三相整流橋的電路結構如圖1所示。

在電力電子中，通常將三相電的一個周期分為6個觸發換相區[1,4]。整流橋采用晶閘管，晶閘管是可控開關器件，開通晶閘管必須具備兩個條件：(1)陽極和陰極之間外加正向電壓；(2)門極(控制極)與陰極之間被施加觸發脈沖。調整觸發延遲角θ即可實現對整流輸出功率的控制。

2 算法基本思想及改進策略

在模擬型移相觸發器中，觸發脈沖的延遲通過改變鋸齒波的斜率實現。通過增益調節實現對鋸齒波斜率的改變，從而達到移相的目的。本文設計的數字觸發器通過改變計數脈沖頻率的方法來實現移相。

本文采用VHDL語言進行算法編程[2]，控制器采用Altera公司EP2C5T144C8。整個方案硬件分為：同步電路[3]、反饋環節、驅動部分。A、B、C三相的同步電路結構相同。同步電路[3]結構如圖2所示。

同步電路由低通濾波器和限流電阻組成。由于低通濾波器的存在，會導致三相電的相移，由于后級每一個光耦的輸入都是兩路同步電路的輸入。因此低通濾波器導致的相移可以抵消。要合理選擇同步電路的參數，尤其是電容的參數，電容不易過大。電阻的選擇要考慮與后端光耦的匹配。同步信號經過光耦隔離轉換為數字信號后送入FPGA。

由于FPGA的IO標準是3.3 V,因此要驅動晶閘管還需要進行放大處理。本電源中采用脈沖變壓器。感應加熱電源負載部分的IGBT逆變橋由DSP控制，DSP采用TMS320F2812,DSP控制IGBT逆變橋跟蹤負載上的信號頻率，監測IGBT的溫度，根據IGBT的溫度通過反饋環節給前端FPGA一個可控頻率方波，從而確定移相角的大小，構成閉環系統。可控頻率方波則直接決定著移相角的大小。

2.1 算法介紹[3]

三相整流橋調功算法部分可以分為同步信號預處理、移相模塊、脈沖配置模塊三部分。

6路同步信號經過光耦隔離后轉換為方波送入FPGA芯片內，由于光耦固有延遲的存在，所以光耦輸出的方波信號邊沿變化緩慢，如圖3所示。

由于同為兩相電壓產生的兩路同步信號，頻率、幅度相同，相位差半個周期。為了節省芯片資源，可將同兩相電壓產生的兩路同步信號進行異或處理，異或處理之前要對兩路同步信號進行“打拍”處理，兩路同步信號“打拍“的次數決定著負脈沖的寬度，仿真波形如圖4所示。plusea0與plusea1打拍后，作異或運算及仿真結果。

移相模塊電路結構如圖5所示。移相觸發模塊由T觸發器、兩個邏輯門和計數器組成。當計數器輸入由‘0’變成‘1’時，計數器開始計數。當計數溢出時，送出窄脈沖進位信號導致T觸發器輸出高電平，從而實現對計數器的復位，等待下一個脈沖到來時重新計數，實現了循環計數自動清零功能。

經過移相仿真后波形如圖6所示。相位移動角度為θ，相位移動的參考基準是異或門的負脈沖，即得到的觸發時刻是相對于同步信號延遲θ角后的時刻。

三相電的一個周期包含6個換相區，若晶閘管脈沖觸發模塊采用單脈沖觸發，經實驗發現，當電網電壓波動時，會出現漏觸發現象。

2.2 改進策略

本算法中脈沖觸發模塊的設計由觸發相區判斷單元和觸發脈沖單元兩部分構成。判斷單元的作用是根據前級電路觸發器輸出的6路提示信號(如圖7中q1~q6)，判斷當前移相角所應對應的換相區間。脈沖觸發單元是根據判斷單元結果決定所需要觸發的晶閘管對。　本算法中采取鎖相環倍頻措施，將脈沖觸發模塊的同步時鐘在系統時鐘基礎之上進行倍頻處理，本系統中主時鐘為20 MHz,脈沖觸發模塊同步時鐘倍頻至100 MHz,算法中采用多脈沖連續觸發的方式，即換相觸發時刻到來時，由觸發脈沖單元在高頻時鐘的同步下，連續觸發相應的晶閘管，確保不出現漏觸發現象。仿真波形如圖7所示。

觸發脈沖單元根據判斷單元送出的6路當前觸發提示信號，對應相應的晶閘管進行連續觸發。脈沖觸發單元輸出的六位信號經過脈沖變壓器分別對應觸發圖1所示晶閘管的標號。

3 實驗結果

從仿真結果看：觸發脈沖穩定連續，能夠滿足使用要求。采用雙通示波器能夠清晰地看到對應的兩個觸發脈沖(實驗中采用的示波器是Agilent DSO3062A)。通過仿真和相應波形測試證明：該數字觸發器簡單可靠，產生的脈沖穩定、連續、抗干擾能力強。本系統正應用于200 kW大功率感應加熱電源的三相全控整流橋。