鋰離子電池管理芯片的研究及其低功耗設計 — 模擬電路的低功耗設計方法

2.2.2模擬電路的低功耗設計方法

1弱反型區/亞閾值區電路

傳統的模擬電路中，MOS管工作在強反型區也意味著需要更多的功耗，在低功耗設計中可以將工作區域進行拓展，以求得功耗和面積之間的平衡。其中，研究得較多 的是MOS管工作在亞閾值區（Sub-threshold Region）或弱反型（Weak I nversion，WI）區的電路。當增強型MOS管在低于閾值電壓工作時，溝道漏電流并不為零，而是存在一個亞閾值電流，此時器件處于弱反型狀態。

首先，來推導MOS管的弱反型電流模型。通常，偏置在弱反型的MOS管中，漏電流I_D主要由擴散電流決定，它和PN結中少子的熱激發相關，因此電流值也和襯底溫度密切有關。此時，I_D可以用端電壓的形式導出：



其中，可令為耗盡層電容，在現代CMOS工藝中，k的值在0.6到0.8之間，通常取k=0.7，n為亞閾值因子?？梢钥闯觯琁_D與溝道電壓呈指數關系。在式（2.2.21）和（2.2.22）中，有



其中，V T0為本征閾值電壓。在式（2.2.22）中，定義



從上式知，I_D0以指數形式依賴于V_G，設計中很難控制。所以，要將MOS管偏置在弱反型區，通常采用固定的漏電流I D而不是固定的柵壓V_G。

接下來，討論弱反型MOS管的飽和電壓特性。當V_DS>4U_T或5U_T時，由式（2.2.21）得



可認為在弱反型區的飽和電壓為



在常溫下，式（2.2.26）中規范的V_DS（sat）約為100mV，因此在極低的電源電壓下，即使采用cascaded結構，弱反型區電路仍然能夠獲得足夠的擺幅，并且功耗極低。

而由漏電流方程，很容易推導出弱反型區MOS管的跨導為



由 式（2.2.27）知，和工作在強反型區的MOS管不同，弱反型MOS管的跨導只與工作電流成線性關系。在給定的容性負載下，跨導直接影響著器件的最小噪 聲、驅動能力和帶寬，所以可以使MOS管工作在弱反型區，來獲得給定電流下的跨導最大值。這些優點，在低電壓低功耗設計中非常具有吸引力。

但是將MOS管偏置在弱反型區，需要較高的W/L，則意味著較大的電容、較大的器件面積。另外，亞閾值電路中還有一些實際問題需要考慮。

一是噪聲對電路功耗有限制。如圖2.2.3所示的帶有源負載的OPA中，輸入級工作在弱反型區時，由于g_m =I/（nU_T）則由式（2.2.9）和式（2.2.13）決定的DR GBW值將與V_GS-V_TH無關。因此，作為跟隨器時，OPA所需要的最小功耗滿足



另外，還需要考慮精度對功耗的影響。MOS管工作在弱反型區，gm/I_D值較大，式（2.2.16）則變為



式（2.2.29）可以看出，由于弱反型MOS管有較大的電流失配，并不適合用在電流信號電路如電流鏡中，但在電壓信號處理電路如差分對中，失調達到最小，僅由閾值電壓失配決定，即能實現最佳精度。

考慮到單端輸入，工作在弱反型區的器件，增益帶寬積為



式（2.2.31）給出了弱反型區器件的功耗-速度-精度的關系式，同樣在更復雜的電路形式中，上式仍然適用。

2電流模式電路

電 流模式（Current-mode circuit）CMOS電路自1983年首次提出后，日益受到重視。所謂的電流模式電路，是指選用電流而不是電壓為電路中的信號變量，并通過處理電流變 量來決定電路的性能，即前面提到的電流信號處理電路。和電壓模式電路相反，電流信號源具有高輸出阻抗，所以要求負載阻抗低，電路中關鍵節點阻抗低。在低壓 低功耗應用中，電流模式電路的這些特點有廣闊的應用前景。

首先，可以在保證性能的前提下，通過進一步降低電源電壓來實現低功耗。

不管是連續時間系統還是離散時間系統中，電流、電壓模式電路中與動態范圍相關的功耗滿足下式



式（2.2.32）中可見，為了維持同樣的DR*GBW值，當電源電壓降低時，電壓模式電路中需要消耗比電流模式電路更多的功率。另外，電流模式電路的電壓擺幅低，這都說明了在低功耗設計中，電流模式電路更容易滿足低電壓要求。

其次，電流模式電路更容易滿足速度的要求。如式（2.2.18）說明，器件的工作速度、帶寬與節點電容成反比，而電流模式電路的低電容節點保證了有更快的充放電速度，因此有望能夠在高頻高速場合中獲得應用。

最后，電流模式電路顯然更容易實現基于電流信號的運算。模擬電路中許多基本的運算功能，如加、減、乘、積分等，用電流模式電路實現要比電壓模式電路簡單。比如，在一個低阻抗節點就可以完成電流信號的加或減運算。

3浮柵技術

浮柵（Floating Gate，FG）技術是另一個用于減輕模擬電路對電源電壓要求的方法。幾十年來，FG MOS管被用在數字EPROM或EEPROM中，近年來有一些文獻介紹了FG MOS管在模擬電路中的應用。

圖2.2.4給出了一個多輸入的FG MOS管電路結構模型。由圖可見，FG MOS管的浮柵類似于傳統MOS管的柵極，但是浮柵電壓V_FG不是被直接控制，而是通過電容耦合由控制柵極決定。



如果是兩輸入結構的FGMOS管，其中的一個柵極被稱為偏置柵極，加上較高的直流偏置電壓V B；另一個加上信號則被稱為信號柵極，則MOS管的等效閾值電壓為



式中，k 1 =C G1 /C TOPAL，k₂=C_G2/C_TOPAL，其中C_G1、C_G2分 別是浮柵和控制柵間的電容，C TOPAL則是圖2.2.4中所示電容總和。FG MOS管的一個突出優點是浮柵和其它節點的電隔離十分理想，所以電荷能夠穩定存在，甚至能長達數年。適當改變浮柵上的靜電荷數量，即選擇適當的k 1和k 2值，由式（2.2.33）可知，控制柵極上的等效閾值電壓可以降低，從而得到一個低V_TH的MOS管，可用于低壓模擬電路中。

明 顯地，這項技術需要制作浮柵，工藝較為復雜，常規工藝下無法實現；另外，FG MOS管的輸出阻抗較低，因此也只適合用于低增益電路結構。事實上，FG MOS技術應用于低壓模擬電路的設計，還正處于實驗階段，如FG CMOS模擬微調（trimming）電路、神經網絡元件、乘法器、D/A轉換器和放大器等。

4體驅動MOS管技術

體 驅動或襯底驅動MOS管（Bulk-driven or Body-driven MOSFET）技術是由A. Guzinski等于1987年首次提出的，起初是用作OPA差分輸入級中的有源元件，目的是降低g m以提高線性度。為了滿足低電源電壓要求，文獻[72]利用體驅動MOS管的耗盡特性，設計了一個具有rail-to-rail共模輸入范圍的1V運放。 體驅動技術只能用于阱內的MOS管，如圖2.2.5所示，可以等效為一個結型場效應管。



傳統MOS管中，漏電流I_D受到柵源電壓V_GS控制；阱源電壓也會影響I_D，但只是一個寄生效應，可用體跨導g_mb表征。但是如圖2.2.5所示，如果將V_GS固定為一個能使MOS管導通的直流偏壓V_B，信號施加在阱（也被稱為體柵極）上時，將得到一個類似于JFET.具體地講，就是利用襯偏效應調節MOS管的閾值電壓V_TH，從而達到控制電流I_D變化的目的。

體驅動MOS管應用于低壓模擬電路設計，主要基于以下優點：

第 一，它作為一個耗盡型器件工作，所加的偏壓可為負、零或是一個很小的正值。這對于電路中器件的閾值電壓V TH將不再有特殊要求，在低壓下電壓擺幅也可以提高，因此工作電壓也幾乎可以下降到極限（對于V TH≈0.8V的器件，最小的工作電壓甚至可為0.9V）。第二，基于較大的電壓開/關比，可利用常規的前柵極來調節體驅動MOS管。

當然，體驅動MOS管還有一些缺點不容忽略：首先，從本質上，體驅動管的體跨導g mb低于常規MOS管的g_m（g_mb/ g_m值 通常在0.2～0.4），因此GBW低，頻率響應低，相應放大器的輸入噪聲也比常規放大器的高；其次，體驅動管的極性與制造工藝密切相關，如在P阱工藝 中，只能制得N型體驅動MOS管，所以一般不適合用作CMOS電路結構；再者，在不同的阱中制作體驅動MOS管，必須將阱隔離；還有，寄生BJT容易導 通，易產生閂鎖（latch-up）效應。

5方案比上面提出的有望在低壓場合獲得應用的低功耗技術，并不是可以無條件的選擇使用，還要根 據設計要求及所用工藝條件來判別，表2.1列出了這幾種技術的性能比較。實際的模擬電路設計中，可以選擇其中一種合適的方案進行功耗優化；甚至還可以根據 應用特點，將幾種方案有機組合運用。



2.3數?；旌想娐返牡凸脑O計

鑒于越來越多的混合信號系統的出現，將數字電路和模擬電路分開考慮的低功耗設計也受到了挑戰?？梢灶A見的是，如果將混合信號電路作為一個整體，在按傳統方法對數字和模擬部分分別進行功耗優化后，再進行統一的功耗管理，難度將更大，但功耗優化的效果也將更明顯。

從 前面的討論可知，在靜態下數字電路所消耗的功率較小，但是模擬電路為了實現正常的性能需要足夠大的工作電流，具有相對高的靜態功耗?；旌闲盘栂到y中，如果 控制暫時不工作、也不影響整個系統輸出的模擬電路模塊，通過犧牲一定的性能來換取功耗的降低，則整個系統的靜態功耗將顯著減小。這種控制信號可以分為兩 種：一種是外加的數字信號，可以人為地控制模擬電路的工作；另一種則是由內部數字模塊產生，并可以自動控制。顯然，后者更簡單靈活。圖2.3.1給出了混 合信號系統中，由內部數字信號控制模擬電路降低功耗的拓樸圖。



從 圖2.3.1可以看出，和傳統的混合信號電路相比，系統中僅僅增加了一個控制信號產生電路（Control Signal Generator）和一個開關（Switch），結構簡單。電路工作原理如下：利用數字模塊中的內部信號產生一個控制信號，并通過一個開關電路有效地控 制不需要工作的模擬電路模塊。圖2.3.1的另一個優點是電路兼容性好，即可以在不改變原有系統的情況下，增加一些開關和控制信號實現低功耗。更突出的 是，原先將模擬電路和數字電路中分開考慮的功耗優化方法仍然適用。

圖2.3.1所示的功耗優化是數?；旌闲盘栂到y的動態功耗管理，可以通過不同的途徑實現。一種是可以借鑒數字電路中的門控時鐘技術。對于時鐘控制的硬件單元，將其響應不影響性能的電路工作頻率降低，將能夠節省電路功耗。

由 于這種門控時鐘技術是一種很普遍的數字電路功耗管理方法，所以應用于模擬電路中難度并不大，但是它也只適用于動態模擬電路。還要強調的是，時鐘門控不能消 除功耗，如果是本地時鐘門控或者時鐘產生電路一直是工作的，那么時鐘電路仍然有動態功耗，而且即使時鐘信號全部暫停，也不能避免泄漏電流所產生的功耗。因 此，如果要達到最小功耗的目標，用這種門控時鐘的方法不一定能實現。另一種方法是，將處于空閑狀態的電路電源簡單關斷，理論上則能夠徹底消除電路的功耗。 這種方法適用面寬，如果采用內部數字信號則實現相對簡單，并且對數字電路和模擬電路都有效。但是，這種方法需要重點解決以下問題：

① 控制信號的設置。由于可以采用內部數字信號，因此需要決定是否關斷電路、何時關斷、關斷多久，即動態功耗管理策略將是研究的重點和難點。如何將數字電路的 低功耗設計方法擴展到整個混合信號系統中，這方面文獻報道較鮮見。而且，所增加的控制信號產生電路會有額外的功耗，而且其輸出不能夠影響電路的正常工作， 這些在設計時都需要考慮。

②開關電路的實現。開關電路可以切斷電源到模擬模塊，或者從模擬模塊到地的電流通路。開關電路的形式有多種，在 數字電路中，可以在輸入端加入鎖存器，來產生使能信號；而在模擬電路中，提出了所謂系統級的電流控制方法，即設計一個系統級的電流源，在系統啟動時工作， 將由它產生的電流源/沉配送給系統中的分布式電流源/沉，然后再進一步再生和擴展成為模擬電路所需要的電流源/沉。數字電路控制信號通過控制分布式電流源 /沉的開關狀態，來控制模擬電路的工作與否。這種系統級電流使能控制電路，不僅增加了電路設計的復雜度和難度，還給數字控制電路提出了更高的要求，僅僅適 用于多種功耗模式的管理系統。

如果采用單個MOS管充當簡單的開關電路，它可以作為一個電流勢壘，由數字電路控制來控制模擬電路進入不工作的狀態。并且，開關管是在原有模擬電路加上的，能節省附加電路所引起的功耗，因此對于功耗模式較少的系統，單MOS控制管則是一種簡便有效的方法。

總之，在數?；旌想娐分校趯底蛛娐泛湍M電路分別進行低功耗設計的前提下，再根據負載、電源等，由內部數字電路產生控制信號，靈活地關斷不工作的模擬電路模塊，將有效地節省混合信號系統功耗。

2.4小結本章對數?；旌想娐返凸乃婕暗姆椒ㄟM行了討論和研究。

在 傳統的低功耗設計中，均將數字電路和模擬電路分別考慮。從數字電路中基本的功耗方程出發，總結了影響電路功耗的四個主要因素；從電路設計的角度，重點討論 了系統結構級、寄存器傳輸級、邏輯/門級、版圖級的數字電路低功耗設計方法。對模擬電路實現低功耗的基本限制條件作了討論；分析了設計時所遇到的實際限制 條件，并進行了數學推導，給出了噪聲決定的功耗和精度決定的功耗表達式；總結了四種低壓低功耗模擬電路方法，并對亞閾值電路和電流模式電路中，與噪聲和精 度相關的功耗進行了數學描述，分析比較了四種方案的適用性。

提出了將數字電路和模擬電路協同考慮的數?；旌想娐返凸耐貥?；提出了在按傳統方法對兩部分分別進行功耗優化后，再將數字電路的動態功耗管理技術推廣到整個混合信號系統，控制關斷不需要工作的模擬電路模塊；并對控制信號產生電路和開關電路作了分析討論。

本章是以下各章研究的理論基礎。