一種實用的多輸出機車直流變換器的研制

圖3中V_i是經過濾波以后的輸入電壓。V₁和V₂是從脈寬調制器出來的兩路相位相差180°的驅動信號。P₁及P₃用來設計保護電路，P₂用來設計反饋檢測電路。P₄及P₅用來設計切換電路。圖中功率管最大承受2倍的輸入電壓即最大270V，電流最大不超過4A，所以功率管可選用IRF460。變壓器第三路輸出N₃是為控制電路提供電源電壓特意設計的。上電初，N₃輸出為0，控制電路電源電壓由輸入電壓分壓、穩壓（由R₁，C₁，D₃組成）提供，當電路正常工作時，D₄截止，控制電路和保護電路等的電源電壓將由N₃輸出通過7815穩壓器供電。

變壓器是開關電源最主要的部分。常規設計采用一大堆繁雜的公式進行推導，由于運算量較大，難免造成結果錯誤。鑒于此，本文采用圖表的方法對原、副邊進行設計，并考慮管子導通壓降等實際情況進行適當微調。由于變換器原邊和副邊電流都較大，所以采用多股導線。雙端型正激電路的具體設計如下。

n₁d_p²=；n₂d_s²=；

式中：n₁，n₂為一、二次繞組的股數；

d_p，d_s為一、二次繞組的線徑；

S_oK_o為磁芯窗口使用面積；

N_p，N_s為一、二次繞組匝數。

其中：N_p=；N_s=

U_i為輸入直流電壓；

U_1T為每匝電壓值；

U_V為整流管壓降；

D為占空比，對于雙端型電路D取0.6。

變壓器工作頻率選100kHz，所以線徑可以選0.5mm。變壓器磁芯選用EI型鐵氧體EI-50，查EI-50

的屬性對照圖表可知窗口使用面積為48.97mm²，每匝電壓值為8.044V/匝。由此可求得：原邊匝、股

數分別為12匝，8股；副邊匝、股數分別為11匝，5股/6匝，5股。在實際調試中，變換器工作時間

一長，磁芯溫度便微有升高的趨勢，并且輸出電壓比例也有些失調，經多次微調最終將原、副邊匝數

定在12匝，10匝/5匝，在這種情況下，變壓器溫度不升高，輸出電壓也和預期值一致。

采用推挽電路特別要注意的是磁通飽和問題。這是由于兩個功率管長期導通、關斷時間的不平衡性，時間一長，將會造成偏磁。另外，在一個管子關斷，另一管子導通瞬間將會有尖峰脈沖出現。解決的方法可以在主電路加吸收電路，如圖3的R₄及C₂和R₅及C₃。如果輸出是復合濾波（電容電感濾波），則可以考慮在輸出端電容上串一阻值較小的電阻，便可很好地消去尖峰脈沖。

對于主電路中兩個功率管，由于交替導通，當一個管子在柵極正向脈沖驅動下導通時，另一個管子已失去了柵極正向驅動信號，但是由于存貯時間的作用，第二個管子并不是立即截止，而仍處于繼續導通狀態，從而產生了兩個功率管同時導通的“直通”現象，雖然時間很短，卻對電路危害很大。這種現象可用縮短關斷功率管的存貯時間來消除，避免功率管進入深度飽和，防止對管子進行過量的激勵。設計時可以利用一個鉗位二極管來使晶體管避免進入深度飽和。其電路如圖3中的D1及D2所示。當功率管一旦進入飽和區后，鉗位二極管就把柵極的激勵電流向漏極分流而使柵極電流不再增加，這樣就防止了功率管進入深飽和，從而減小了存貯時間。

在輸出濾波設計中，為保證幾路輸出電壓同比例變化，盡量使電感與電容比例大一些，當然也可以設計平衡電路解決這個問題。

4 直流變換器的保護電路的設計

機車直流變換器關系到機車用電安全問題，為提高用電的質量，有效地保護直流變換器，設計良好的保護電路尤為重要。由于本文設計的變換器輸入電壓有一個范圍，所以必須考慮過壓、欠壓保護。對于電路出現故障導致電流上升，還必須考慮過流保護。

直流變換器的控制芯片選用了TL494，這是由美國德州儀器公司生產的一種電壓驅動型脈寬調制控制集成電路，為設計良好的保護電路，要十分清楚它的資源情況。TL494的內部電路由基準電壓產生電路、振蕩電路、間歇期調整電路、兩個誤差放大器、脈寬調制比較器以及輸出電路等組成。圖4是它的管腳圖，其中腳1和腳2是誤差放大器I的同相和反相輸入端；腳3是相位校正和增益控制；腳4為間歇期調理，其上加0～3.3V電壓時可使截止時間從2％線性變化到100％；腳5和腳6分別用于外接振蕩電阻和振蕩電容；腳7為接地端；腳8腳9和腳10腳11分別為TL494內部兩個末級輸出三極管集電極和發射極；腳12為電源供電端；腳13為輸出控制端，該腳接地時為并聯單端輸出方式，接腳14時為推挽輸出方式；腳14為5V基準電壓輸出端，最大輸出電流10mA；腳15及腳16是誤差放大器II的反相和同相輸入端。由于誤差放大器I已被設計用于反饋電路使輸出恒定，所以，保護電路必須用TL494的誤差放大器II進行設計，即用腳15和腳16進行欠壓、過壓以及過流保護。為保證在輸入電壓超出設計范圍時保護電路能起到良好的保護作用，本直流變換器將保護電路選在了原邊多點，事實證明這樣效果非常理想，如圖5所示。

圖4 TL494管腳圖