基于網絡分析儀測量高速模數轉換器輸入阻抗詳解

然后只需以差分配置將焊件板（圖3b所示的第一塊板）連接到網絡分析儀。應為該板提供電源和時鐘，以確保能捕捉到測量過程中轉換器內部前端設計的任何寄生變化。

焊件板“上電”后，轉換器看起來像是在典型應用中。在此測量中，將先前在切割裸板的各端口（各模擬輸入走線）上測得的板寄生效應（圖6）去掉。最終將從當前ADC測量結果中減去板寄生效應，僅在圖中顯示封裝和內部前端阻抗（圖7）。

圖6：這條曲線說明了沒去掉前端電路寄生效應的ADC阻抗。

圖7： 這條曲線說明了去掉前端電路寄生效應的ADC的阻抗。

　轉換器輸入阻抗計算：數學方法

現在我們通過數學方法分析一下，看花在實驗室測量上的時間是否值得。可對任何轉換器的內部輸入阻抗實施建模（圖8）。該網絡是表述跟蹤模式下（即采樣時）輸入網絡交流性能的一個良好模型。

圖8：跟蹤模式（實施采樣時）下，ADC內部輸入網絡的AC性能。

ADC internal input Z：ADC內部輸入阻抗

通常，任何數據手冊都會給出某種形式的靜態差分輸入阻抗、以及通過仿真獲得的R||C值。本文所述方式所用的模型非常簡單，目的是求出高度近似值并簡化數學計算。否則，如果等效阻抗模型還包括采樣時鐘速率和占空比，那么很小的阻抗變化就可能使數學計算變得異常困難。

還應注意，這些值是ADC內部電路在跟蹤模式下采樣過程（即對信號進行實際采樣）中的反映。在保持模式下，采樣開關斷開，輸入前端電路與內部采樣處理或緩沖器隔離。

推導該簡單模型（圖8）并求解實部和虛部：

Z0 = R， Z1 = 1/s • C， s = j • 2 • π • f， f = frequency

ZTOTAL = 1/（1/Z0 + 1/Z1） = 1/（1/R + s • C） = 1/（（1 + s • R • C）/R）） = R/（1 + s • R • C）

代換s并乘以共軛復數：

ZTOTAL = R/（1 + j • 2 • π • f • R • C） = R/（1 + j • 2 • π • f • R • C） • （（1 – j • 2 • π • f • R • C）/（1 – j • 2 • π • f • R • C）） = （R –j • 2 • π • f • R2 • C）/（1 + （2 • π • f • R • C）2）

求出“實部”（Real）和“虛部”（Imag）：

ZTOTAL = Real + j • Imag = R/（1 + （2 • π • f • R • C）2） + j • （–2 • π • f • R2 • C）/（1 + 2 • π • f • R • C）2）

Real = R/（1 + （2 • π • f • R • C）2） Imag = （–2 • π • f • R2 • C）/（1 + （2 • π • f • R • C）2）

這一數學模型與跟蹤模式下的交流仿真非常吻合（圖9和圖10）。這個簡單模型的主要誤差源是阻抗在高頻時的建立水平。注意，這些值一般是通過一系列仿真得出的，相當準確。

圖9：顯示的是轉換器輸入阻抗曲線的“實部”部分，它比較了經測量、數學和仿真方法得到的結果。

圖10：顯示的是轉換器輸入阻抗曲線的“虛部”部分，它比較了經測量、數學和仿真方法得到的結果。

現在討論圖9和圖10所示的測量結果。所有三條曲線并不完全重合，但很接近，這是因為某些測量誤差總是存在的，而且仿真可能并未考慮到轉換器的所有封裝寄生效應。因此，一定程度的不一致是正常的。盡管如此，這些曲線在形狀和輪廓方面都很相似，相當近似地給出了轉換器的阻抗特性。

注意，網絡分析儀只能在其特征阻抗標準乘/除10倍的范圍內提供可信的測量結果。如果網絡分析儀的特征阻抗為50Ω，那么只能在5Ω到500Ω的范圍內實現令人滿意的測量。這也是數據手冊中更愿意列出簡單R||C值的原因之一。

ADC輸入阻抗總結

了解轉換器阻抗是信號鏈設計的一個重要內容。總之，若非真正需要，為什么要浪費大筆資金去購買昂貴的測試設備，或者費力去測量阻抗？不如使用數據手冊提供的RC并聯組合阻抗并稍加簡單計算，這種獲取轉換器阻抗曲線的方法更快捷、更輕松。

還應注意，工藝電阻容差可高達±20%。即使費盡辛苦去測量任何器件的輸入或輸出阻抗，也只能獲取一個數據點（當然，除非測量多個批次的許多器件隨溫度和電源電壓變化的情況）。請使用數據手冊中的仿真R||C值，它提供了關于特征阻抗與頻率關系的足夠信息，由此可以設計出正常工作的信號鏈。