基于802．11a標準的5 GHz振蕩器設計

C0是外加電壓為零時二極管的電容值，φ是結兩邊半導體的接觸電勢差，VR為控制電壓。m是二極管電容的非線性系數，它和結兩邊的摻雜濃度的分布有關系，一般m的值在O．03～O．04之間。
1．3．2 MOS變容管
MOS變容管是把普通的MOS晶體管的源極(S)，漏極(D)以及襯底(B)連接起來，即B=D=S，使它變成一個兩端器件，就可以把它看成電容。電容的大小受柵極電壓(G)和襯底電壓控制。
由式(2)就可以推導出MOS電容為：

由式(3)可以看出MOS電容和氧化層與硅之間的電容Cax，硅感應電荷產生的電容CS有關。
1．3．3 可變電容的性能參數
可變電容的參數對LC壓控振蕩器性能影響顯著，譬如可變電容比、品質因數Q和截止頻率fT都是很關鍵的參數。可變電容在外加電壓的調節下電容發生變化，設Cmax，Cmin為它變化的最大最小電容。可變電容μ=Cmax/Cmin，由此可以看出可變電容比越大，振蕩器可以調節的頻率范圍也就越大。有時候可用電容調制系數γ來表示變容管的相對變化量；

γ越大，可實現的頻率調節范圍就越寬。電容的品質因數表示了電容在一個振蕩周期存儲的能量和消耗的能量的比值，可以用式Q=l／2πfCR3表示。f是它的工作頻率，R3是它的串聯電阻。一般情況下Q和工作的頻率有關，所以在說變容管的Q值時，必須指明它工作的頻率。
通常定義使Q等于1的頻率為變容管的截止頻率，此時f=1／2πCR3截止頻率決定了變容管的工作上限，一般它的工作頻率要遠小于截止頻率fT。
在本論文所選用的O．18μm CMOS工藝中，可變電容有兩種，因為變容二極管存在著導通電壓的問題，所以我選用了變容MOS管。MOS變容管分為PMOS和NMOS，因為和NMOS管相比PMOS變容管具有襯底噪聲小，品質因數大，閃爍噪聲小的優勢，所以，本振蕩器選擇的是PMOS可變電容。在這里本文根據各方面綜合因素考慮最終選取電容為指數為12，長為10μm，寬為0．5μm的電容，最小電容值O．25 pF，最大電容值O．6 pF，可調范圍為O．35 pF。

2 相位噪聲
相位噪聲振蕩器的輸出信號，理想情況下應當是一個頻譜純凈的正弦波，但是由于電子電路中的各種噪聲以及溫度、電源電壓等變化都會對振蕩器的輸出信號產生影響，使輸出信號的振幅、相位和頻率發生改變，振蕩器的輸出信號就會發生畸變，會在中心頻率附近的兩個帶狀頻率分布，這些不希望出現的能量分布，就是相位噪聲。
相位噪聲主要受三方面的影響：(1)LC諧振腔內的串聯寄生電阻；(2)振蕩器的差分對；(3)尾電流源。當使用線性時變模型來估算VCO的相位噪聲的時候，就需要知道這三個噪聲貢獻的功率譜密度，通過經典的Leeson的相位噪聲模型我們可以方便的計算出相位噪聲。因此，這樣分析就給出了明確優化電路的方向，所以需要做的是根據相位噪聲的模型，來調整具體電路的參數，以達到一個相位噪聲和功耗之間的最優值。
Leeson的經驗相位噪聲公式經過改進，可以寫成(5)式。該式清楚說明了產生相位噪聲的主要原因，對于改善VCO的性能具有重要指導意義。

式中，l(△w)為相位噪聲(dBc／Hz)，F為有源器件的噪聲系數，K為玻爾茲曼常數，T為熱力學絕對溫度(K)，Pavs為振蕩器平均輸出功率(W)，w0為載波中心頻率(rad)，△w為載波附近的頻率位移小量(rad)，Q為振蕩電路的等效品質因數，△wl／f3為有源器件的閃爍噪聲拐角頻率(rad)。
由上面修改后的Leeson公式并結合CMOS工藝的特點，要使VCO性能優良就必須減少VCO的相位噪聲，本文采用以下幾種方法進行：
(1)選用Q值高的電感。由于受片上電感寄生參數的影響，電感值不能過大，否則電感與寄生的電容發生諧振，若頻率低于VCO的振蕩頻率，則VCO不能工作。
(2)增大VCO的輸出功率。但是，要在直流功耗與輸出功率之間折中考慮，同時，注意有源器件擊穿電壓的限制。晶體管尺寸的選擇直接影響VCO的直流功耗與輸出功率。本設計以Cadence Spectre環境下的仿真為依據，對晶體管尺寸與叉指數進行優化，得到滿足性能要求的晶體管。
(3)選用噪聲小的有源器件。隨著集成電路制造工藝的不斷進步，元件與襯底間的寄生電容電阻越來越小，選用新工藝也是提高電路性能的有效手段。