模擬開關與多路轉換器

當開關頻率和負載電阻降低時，由于模擬開關在下次切換之前才能把注入電荷泄漏掉
，所以開關輸出包含正向尖峰和負向尖峰，如圖12所示。

圖12 在開關頻率和負載電阻很低情況下模擬開關輸出曲線

問：如何改善模擬開關的電荷注入作用?
答：如上所述，電荷注入效應是由于NMOS管和PMOS管的寄生柵漏電容的失配造成的。如果使寄生柵漏電容匹配，那么就幾乎不會有電荷注入效應。ADI公司的CMOS模擬開關和多路轉換器都能夠很精密地做到這一點。通過在NMOS管的柵極和漏極之間引入一個虛擬電容(C DUMMY )的方法來解決它們之間的匹配問題，如圖13所示。遺憾的是，只有在規定的條件下才能實現寄生電容的匹配，即PMOS管和NMOS管的源極電壓都必須為0V。這樣做是因為寄生電容C GDN 和C GDP 不恒定，而是隨其源極電壓變化而變化的。當NMOS和PMOS管

圖13 在V
SOURCE =0V條件下，實現寄生電容的匹配

的源極電壓變化時，其通道深度變化，從而使C GDN 和C GDP 跟著變化。因此電荷注入效應在V SOURCE =0V時的匹配情況，對于V SOURCE 為其它值時提供參考。注：在匹配條件下，即V SOURCE =0V，模擬開關的產品說明中通常給出電荷注入值。在這種情況下，大多數模擬開關的電荷注入值一般都非常好，最大2~3pC，但對于V SOURCE 等于其它值，電荷注入值將增加，增加程度依具體器件而定。許多產品說明都給出電荷注入值與源極電壓V SOURCE 關系曲線。

問：在應用中，我如何減小電荷注入效應?

答：由于一定量的電荷注入引起的電荷注入效應在模擬開關的輸出端產生一種電壓毛刺。尖峰幅度是模擬開關輸出的負載電容以及開關的導通時間和關斷時間的函數，負載電容越大，輸出電壓毛刺越小，即Q=C×V或V=Q/C，其中Q恒定。當然，增加負載電容不是總能做到的，因為它會減少通道的帶寬。但是對于音頻應用來說，增加負載電容是減少那些無用的“劈拍”和“卡搭”聲的有效方法。選擇導通時間和關斷時間短的模擬開關也是減小輸出端尖峰幅度有效方法。因為在較長的時間范圍內注入相同數量的電荷，從而使電漏泄時間變長，因此使毛刺變寬，而幅度降低。有些音頻模擬開關，例如SSM2401/SSM2412(其導通時間規定為10ms)采用上述方法是非常有效的。還值得指出的是，電荷注入效應與模擬開關的導通電阻密切相關。通常導通電阻R ON 越低，電荷注入作用越壞。其原因顯然與導通電阻的幾何尺寸有關，因為增加加NMOS和PMOS管的面積會降低R ON ，而增大C GDN 和C GDP 。因此適當選擇R ON 來降低電荷注入效應的方法，對于許多應用也是一種選擇。

問：如何評估模擬開關和多路轉換器的電荷注入作用?
答：評估模擬開關和多路轉換器電荷注入作用的最有效方法如圖14(左)所示。用相當高的工作頻率(＞10kHz)控制開關的導通和斷開，在(高阻探頭)示波器的輸出端觀察輸出波形，測得的類似曲線如圖14(右)所示。注入到負載電容的電荷注入量按公式ΔVOUT ×CL計算，其中ΔV OUT 是輸出脈沖幅度。

圖14 電荷注入作用的評估方法