共模反饋環路穩定性分析及電路設計

　　即可保證共模外環的穩定。

　　聯系式(3)、(5)、(1 0)，可以得到該拓撲結構共模環路的穩定條件如下：

　　(1)運放的差模開環穩定；

　　(2)AFB(0)、Ab(0)與A1(0)滿足相位相差180°、絕對值近似相等：

　　(3)共模反饋額外引入的極點不影響環路帶寬。

　　基于上述條件可見，共模環路無需額外補償。由于整個運放僅額外引入運放AFB，因此成本低、設計簡單，且共模內環帶寬與差模開環相等、增益相近，故能滿足共模反饋設計要點(2)、(3)、(4)。

　　2低成本高穩定的共模反饋電路

　　圖3是本文所設計的兩級全差分運放電路。該電路的共模反饋部分結構新穎、成本低、匹配好，基于圖2的拓撲結構，可滿足本文提出的穩定條件。圖3中，Iref為基準電流，兩級運放采用RZ和Cc組成密勒補償，來滿足穩定條件(1)。為了減小失調，運放的第一級和共模反饋運放采用三極管(Q1～Q4)作為輸入對管。

　　電路中的Ml、M2分別與Ql、Q2并聯，其柵極信號Vb2隨電源電壓的升高而升高，其作用相當于在輸入級增加兩個比較器。正常工作時，M1、M2關斷，Ql、Q2處理信號，而在電源電壓較低(啟動時)以及輸入信號的共模電平高于Vb2比時，Q1、Q2關斷，M1、M2線性導通，以穩定環路各級共模電平。從而有效避免了電路啟動過程鎖死狀態的出現，滿足了設計要點(5)。

　　共模檢測電路由電阻Rcs并聯Ccs來完成。引人后者的目的是在高頻時既可旁路電阻的寄生電容，又可產生一個零點。以阻止共模增益的降低，從而滿足設計要點(1)。

　　共模反饋運放在Q3、Q4、M10、Mll組成的普通電流鏡結構基礎上，還額外增加了Q5和M9兩個器件。Q5作為射隨器可將原電流鏡結構中的高阻、大電容輸出結點分隔為C、D兩點。分隔后，相對于兩級運放的主、次極點A、B，D點，其電容減小(僅有寄生電容)，而C點阻抗減小(連接Q5的射極)，所以，C、D兩處極點均不影響環路帶寬，可滿足穩定條件(3)。接著比較兩者的增益，其差模第一級增益為：

　　聯系式(11)、(15)、(16)可見，只需Q1～Q4，M3、M4、M9、M11以及M12～M15尺寸對應

　　在式(11)～(17)中，rA、rC、VA、VC分別為結點A、C處的小信號電阻值和電壓值。

　　式(17)表明共模環路增益與差模開環增益絕對值近似相等、相位相差180°，可滿足穩定條件(2)。由此，本電路已可同時滿足本文提出的3個穩定條件以及5個共模反饋設計要點。

　　傳統的共模反饋運放一般采用電流鏡和二極管作為負載。即使嚴格按照穩定條件進行設計，由于電路的不匹配(共模反饋運放的結構、尺寸與差模第一級不相同)，將導致器件的短溝道效應相異、工藝失配的差異較大，從而使得共模內環與差模開環的增益不可避免的存在偏差，因此，傳統電路不能很好的滿足穩定條件。

　　而本文提出的共模反饋運放電路匹配高、版圖匹配容易。由式(15)可知，運放的右半電路幾乎不影響運放的增益，且對C處偏置電壓的影響也較小(受Q5和M9組成的負反饋作用)。所以，在平衡條件下，右半部分器件的短溝道效應及工藝失配帶來的影響可以忽略。而運放的左半邊電路以及尾電流源與差模第一級對應匹配，因而其短溝道效應也相近。因此只需使這部分器件的版圖采用對稱放置來設計，即可使它們的工藝匹配良好，從而確保電路嚴格滿足穩定條件。

　　3仿真結果

　　本電路的設計主要基于TSMC 0.5um BiCMOS工藝，電源電壓為6 V。所有波形均可在Spectre下仿真所得。仿真結果表明，在開環條件下，該運放的正、負端增益相同，相位相差180°，而且電路匹配良好，輸出精確平衡。圖4所示是該運放的共模抑制比(CMRR)特性曲線。由圖可見，在10kHz時，該電路的CMRR依舊高達85 dB。事實上，該運放已實際應用于一款高性能音頻CLASS—D芯片之中。圖5是其作為積分器處理音頻數據的瞬態仿真波形，其中輸入信號是3 V共模電平，幅度為50 mV，頻率為1 kHz的正弦信號。輸出信號為頻率不變，幅度為3 V的余弦信號，其共模電平穩定在3 V，從而表明該運放工作良好。

　　4結束語

　　本文分析了全差分運算放大器的共模反饋原理，研究了采用一級共模反饋的兩級運放拓撲結構并得出其穩定條件。基于這個條件，文章又提出的一種結構新穎、電路匹配良好、輸出平衡高的共模反饋方案。整個運放現已用于一款高性能音頻CLASS—D芯片。經Spectre仿真驗證，本運放工作穩定，輸出精確平衡。