大信號輸出的硅應變計與模數轉換器(ADC)的接口實現

　　VOUTmax=5.25V×(100psi×300μV/V/psi×(1+(-2500×10-6/℃)× (-40℃-25℃))+3mV/V+(-0.015mV/V/℃)×(-40℃-25℃))=204mV

　　VOUTmin = 5.25×(-3mV/V + ( 0.015mV/V/℃×(-40℃-25℃)))=-21mV

　　因此，ADC的輸入范圍是-21～+204mV。

　　分辨率

　　適用于本應用的ADC應具有-21～+204mV 的輸入范圍和30μV/count的電壓分辨率。該ADC的編碼總數為(204mV + 21mV)/(30μV/count)=7500，動態范圍稍低于13位。如果傳感器的輸出范圍與ADC的輸入范圍完全匹配，那么一個13位的轉換器就可 以滿足需要。由于-21～+204mV的量程與通常的ADC輸入范圍都不匹配，因此要么對輸入信號進行電平移動和放大，要么選用更高分辨率的ADC。幸運 的是，當前Σ-Δ轉換器的分辨率很高，具有雙極性輸入和內部放大器，使高分辨率ADC的使用變為現實。這些Σ-ΔADC提供了更為經濟的方案，而不需要增 加其他元器件。這不僅減小了電路板尺寸，還避免了放大和電平移位電路所引入的漂移誤差。

　　工作于5V電源的典型Σ-Δ轉換器，采用2.5V參考電壓，具有±2.5V的輸入電壓范圍。為了滿足我們對于壓力傳感器分辨率的要求，這種ADC的 動態范圍應當是：(2.5V - (- 2.5V)) /(30μV/count)=166 667，這相當于17.35位的分辨率，很多ADC都能滿足該要求，例如18位的MAX1400。如果選用SAR ADC，則產生很大的浪費，因為這是將18位轉換器用于13位應用，且只產生11位的結果。然而，選用18位(17位加上符號位)的Σ-Δ轉換器更為現 實，盡管三個最高位其實并沒有使用。因為除了廉價外，Σ-Δ轉換器還具有高輸入阻抗和很好的噪聲抑制特性。

　　18位ADC可以用內置放大器的低分辨率轉換器來代替，例如16位的MAX1416。其8倍的增益相當于將ADC轉換結果向高位移了3位，從而利用 了全部的轉換位并將轉換需求減少到15位。不過要選用無增益的高分辨率轉換器，還是有增益的低分辨率轉換器，就要看具體情況下的增益和轉換速率下的噪聲規 格。Σ-Δ轉換器的有效分辨率通常受到噪聲的限制。

　　溫度測量

　　如果測量溫度僅僅是為了對壓力傳感器進行補償，那么溫度測量不要求十分準確，只要測量結果與溫度的對應關系具有足夠的可重復性即可，這樣將會有更大 的靈活性和較寬松的設計要求。對于硅壓力傳感器，有三個基本的設計要求：避免自加熱，具有足夠的溫度分辨率，保證在ADC的測量范圍之內。

　　使最大Vt電壓接近于最大壓力信號有利于采用相同的ADC和內部增益來測量溫度和壓力。本例中的最大輸入電壓為+ 204mV，考慮到電阻的誤差，最高溫度信號電壓可保守地選擇為+180mV。將Rt上的電壓限制到+180mV也有利于避免Rt的自加熱問題。一旦最大 電壓選定，根據在85℃ (Rt=132.8Ω)，VB=5.25V的條件下產生該最大電壓可以計算得到R1。R1的值可通過公式(3)進行計算，公式中的Vtmax是RT上所允許的最大壓降。溫度分辨率等于ADC的電壓分辨率除以Vt的溫度敏感度。公式(4)給出了溫度分辨率的計算方法。(注意：本例計算的是最小電壓分辨率，是一種較為保守的設計。你也可以使用實際的ADC無噪聲分辨。)

　　R1= Rt×(VB/Vtmax-1) (3)

　　R1=132.8Ω×(5.25V/0.18V-1)≈3.7kΩ

　　TRES=VRES×(R1 + Rt)2/(VB×R1×ΔRt/℃) (4)

　　這里，TRES是ADC所能分辨的攝氏溫度測量分辨率。

　　TRES=30μV/count×(3700Ω+ 132.8Ω)2/(4.75V×3700Ω×0.38Ω/℃)≈0.07℃/count

　　0.07℃的溫度分辨率足以滿足大多數應用的要求。但是，如果需要更高的分辨率，有以下幾個選擇：使用一個更高分辨率的ADC;將RTD換成熱敏電阻，或將RTD用于電橋，以便在ADC中能夠使用更高的增益。

　　注意，要得到有用的溫度結果，軟件必須對供電電壓的變化進行補償。另外一種代替方法是將R1連接到VREF，而不是VB。這樣可使Vt不依賴于VB，但也增加了參考電壓的負載。

　　結論

　　硅壓阻公式應變計比較高的輸出幅度使其可以直接和低成本、高分辨率Σ-ΔADC接口。這樣避免了放大和電平移位電路帶來的成本和誤差。另外，這種應變計的熱特性和ADC的比例特性可被用來顯著降低高精度電路的復雜程度。