由單一輸入電壓實現分離供電軌的改進拓撲結構

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簡介

雖然軌到軌單電源運算放大器已得到廣泛使用，但仍然常常需要由單一(正)輸入供電軌產生兩個供電軌(例如±15 V)，以便為模擬信號鏈的不同部分供電。這些部分的電流一般較低(例如10 mA至500 mA)，正負電源具有相對匹配良好的負載。

該問題的一種解決方案是使用兩個不同的轉換器，一個提供正供電軌，一個提供負供電軌。這樣做成本高昂，而且正如本應用筆記所示，也沒有必要。另一種解決方案是使用一個反激式轉換器，然而，兩個電源在差分負載下往往不能非常好地保持一致，需要較大且昂貴的變壓器，而且效率低下。

更好的解決方案是使用一個SEPIC-C'uk轉換器，該拓撲結構由連接到同一開關節點的一個輸出不受調節的C'uk轉換器和一個輸出受到調節的SEPIC轉換器組成。這一組合產生的兩個電源幾乎能在所有條件下都非常好地保持一致，除非負載100%不匹配。

對該轉換器的工作原理及使用ADI公司ADP161x的實現方案進行分析，證明這種拓撲結構功能全面。此外，本文將介紹一種革命性的新型設計工具，它有助于在用戶應用中快速實現SEPIC-C'uk轉換器。

圖1. SEPIC-C'uk轉換器原理圖

拓撲結構描述

初看起來，SEPIC-C'uk似乎是一個很復雜的轉換器，具有四個不同的電感和開關。但是，可以將它看作由兩個轉換器組成，從而簡化分析。對于SEPIC或C'uk轉換器，Q1和Q2開關以相反的相位工作。圖2顯示SEPIC轉換器在兩種不同開關狀態下的電流流向。

圖2. SEPIC轉換器的電流流向

雖然并不十分明顯，但傳輸電容(C1)的電壓約為恒定的VIN(帶很小的紋波)。

圖4所示為SEPIC轉換器的理想波形。當Q1導通時，SN2的電壓等于-VIN.因此，在Q1導通(Q2斷開)期間，L1a和L1b上的電壓為VIN;當Q1斷開(Q2導通)時，L1a和L1b上的電壓為-VOUT.應用電感伏秒平衡原理，可以計算穩態直流轉換比，如方程式1所示。D為轉換器的占空比(開關周期中Q1導通時間所占的比例)。

C'uk轉換器的工作方式與SEPIC轉換器相似，但是，開關Q2接地，而不是連接到輸出端，電感L2b連接到輸出端，而不是接地。圖3顯示C'uk轉換器在兩種開關位置時的電流流向。

C'uk是一個負輸出轉換器，因此流出負載的電流為其提供能量。

圖3. C'uk轉換器的電流流向

C'uk轉換器的理想波形如圖4所示。應用電感伏秒平衡和電容電荷平衡的原理，可知C1上的電壓為VIN + VOUT.因此，SN2開關節點在GND(當Q2閉合時)與-(VIN + VOUT)之間切換。當Q1導通(Q2斷開)時，L2a和L2b上的電壓為VIN;當Q1斷開(Q2導通)時，L2a和L2b上的電壓為-VOUT。

圖4. SEPIC理想波形比較

圖4和圖5中的波形可知，C'uk中電感上的電壓與SEPIC中的情況完全相同。因此，C'uk的占空比關系式恰好為SEPIC的負值，如方程式2所示。

圖5. C'uk理想波形

由于占空比關系式大小相等但符號相反，開關節點(SN1)電壓相同，電感電流相同，因此可以簡單地將這兩個轉換器同時連接到節點SN1.合并后的轉換器如圖1所示。

Q2和Q3由二極管取代，因為這些電源一般是低功率模擬電源，適合使用異步控制器。此外，兩個電感(L1a和L2a)并聯，這是因為L1a和L1b、L2a和L2b通過兩個獨立的耦合電感耦合在一起，由此會帶來多項好處。

耦合電感可將電感中的電流紋波降低兩倍(參見參考文獻部分引用的C'uk-Middlebrook論文)。此外，它可以消除方程式3和方程式4所確定的SEPIC和C'uk諧振，從而顯著降低小信號模型的復雜度，并且支持更高的帶寬。這樣，我們就能使用種類眾多的現成器件，而不必局限于為數不多的三繞組1:1:1電感。

也可以使用Coilcraft Hexapath系列等六繞組器件或定制的三繞組變壓器。

耦合系數的限制

雖然耦合電感具有突出的優勢，但并不希望耦合太緊，以至于有大量能量通過鐵芯傳輸。為避免這種情況，設計人員必須確保C1(和C2)在開關頻率下的復阻抗小于泄漏電感(LLKG)的阻抗加上單一繞組DCR構成的復阻抗的十分之一。

該不等式如方程式5所示。泄漏電感(Ll)可以利用方程式6和耦合電感數據手冊中提供的耦合系數(K)來計算。Lm是數據手冊中提供的自感測量值。注意，在方程式5中，Cx和Lx中的x表示C1或C2、L1或L2。

差分負載和輸出電壓跟蹤

本質上，SEPIC-C'uk的C'uk(負)輸出是未經調節的，因此與SEPIC(正)輸出相比，輸出電流的變化會帶來一定的負載變化，特別是負載不匹配時。注意，其跟蹤特性比相似配置的反激式轉換器要好得多，尤其是在瞬變或負載不匹配的情況下，這是因為通道之間的耦合是直接連接，而不是通過本身具有泄漏電感的變壓器進行連接。

圖6顯示將一個30 mA瞬變施加于SEPIC-C'uk轉換器的C'uk(-VOUT)輸出的響應，SEPIC輸出保持恒定的100 mA.圖中顯示兩個輸出均對該瞬變負載做出了響應。這是最差情況的瞬變，因為C'uk輸出未經調節。值得注意的是，-VOUT軌顯示的大部分偏差實際上是應用于兩個軌的負載(IOUT+ 、I OUT- )之間不匹配所引起的直流調節偏移。

圖6. 對負(C'uk)輸出施加30 mA階躍負載的瞬態響應

當兩個電源的負載相同時，在穩態下，權重較大的誤差項是電感的DCR不匹配和二極管的正向電壓，可以讓這些誤差變得相對輸出電壓非常小。

當負載顯著不匹配時，誤差增大，如圖7所示。因此，在某些應用中，可能有必要在一個或兩個通道上放置一個小的偽負載，使兩個電源均在其調節窗口中。應注意，一般而言，只要有足夠的裕量，則運算放大器等模擬芯片對其電源的直流變化不是很敏感。

圖7. 差分負載下供電軌之間的相對電壓調節