高性能差分驅動放大器和ADC的窄帶接口設計方法

簡介

　　ADI公司擁有種類齊全的高性能差分放大器產品（包括ADL5561、ADL5562、AD8375、AD8376和AD8352等），是以低失真、低噪聲和低功耗為核心的通用IF和寬帶應用的首選放大器。除了寬帶寬、低失真外，這些放大器還具有增益調整能力，非常適合驅動模數轉換器（ADC）。

　　通過在驅動放大器與目標ADC之間設計一個窄帶通抗混疊濾波器，目標奈奎斯特頻率區域外的放大器輸出噪聲得以衰減，有助于保持ADC的可用SNR性能。一般而言，若用一個恰當階數的抗混疊濾波器時，SNR性能會提高數個dB.

　　此應用筆記介紹了一種接口設計方法，利用它可以實現高性能驅動放大器與ADC（包括采用開關電容輸入的ADC）之間的更有效接口。本應用筆記所述的窄帶接口方法針對驅動一些頗受歡迎的無緩沖輸入ADC進行了優化，如AD9246、AD9640和AD6655等。

　　接口元件簡介

　　窄帶接口用來提供帶通濾波，同時提供足夠的阻抗變換。圖1、2和3所示為不同放大器ADC接口窄帶方案的功能框圖。這四種主要元件模塊，即驅動放大器、低通濾波器、共振匹配和ADC,在接口定義中起到了關鍵作用，每一種都需要審慎對待。下列章節介紹每一種元件的具體要求。

圖1. AD8352的ADC接口窄帶解決方案

圖2. ADL8375和ADL8376的ADC接口窄帶解決方案

圖3. ADL5561和ADL5562的ADC接口窄帶解決方案

表1. 差分放大器和阻抗概述

差分驅動放大器

　　ADI公司差分放大器產品齊全，其中包括AD8352、AD8375、AD8376、ADL5561和ADL5562,提供三種基本的增益控制類型：電阻設定增益、并聯數字控制和引腳綁定增益。為優化性能，這些增益控制類型各具有自己的輸出阻抗集和所需阻抗負載，具體如表1所概述。

　　AD8352

　　AD8352使用增益設置電阻RG來設置增益，該電阻具有將器件與信號輸入隔離的緩沖器。因此，對于3 dB至25 dB的增益，AD8352可保持恒定的3 kΩ輸入電阻，從而降低了匹配和輸入驅動要求。有關增益調節的詳情，請參見AD8352的數據手冊。

　　建議在輸入和輸出上連接交流耦合電容以隔離VCC/2偏壓與源和平衡負載。

　　AD8352具有100 Ω的標稱差分輸出電阻，在負載阻抗等于200 Ω時可實現最佳交流性能。這需要2:1的RL/RS濾波器比，其中RS為濾波器源阻抗，RL為負載阻抗。

　　AD8375和AD8376

　　AD8375是一款單通道、數字控制、可變增益放大器，而AD8376是其雙通道版本。各通道通過獨立的5位二進制代碼來編程，以1 dB步進改變各衰減器的設置，使得各放大器通道的增益設置范圍為+20 dB（代碼0）至？4 dB（代碼24及更高）。

　　AD8375和AD8376提供150Ω輸入阻抗，經調諧驅動150 Ω負載阻抗，以獲得最佳性能。開集輸出結構要求通過外部偏置網絡實現直流偏置。每個通道輸出端均采用一組1 μH扼流圈電感，用來向開集輸出引腳提供偏置，這些引腳具有16 kΩ的差分輸出阻抗。由于差分輸出偏置為正電源，需要連接交流耦合電容，最好是0.1 μF.同樣，輸入引腳處于高于地約2 V的偏置電壓下，也應進行交流耦合。

　　在沒有任何輸出匹配的情況下，如果RL/RS濾波器比很小，構成濾波器可能需要不切實際的大電感值和極小的電容值。阻抗比越大，對元件Q值和布局寄生就越要謹慎。建議采用大約300 Ω的分流輸入和輸出電阻來端接抗混疊濾波器。在圖2示例中，濾波器兩端的分流電阻在輸入端為301 Ω，在輸出端為330 Ω（通過兩個165 Ω偏置設置電阻），兩者一起為AD8375或AD8376提供形成標稱150 Ω負載阻抗，并產生更有利的RL/RS濾波器比1:1.

　　ADL5561和ADL5562

　　ADL5561和ADL5562通過引腳綁定輸入配置來設置增益。對VIP1施加輸入A、對VIN1施加輸入B時，增益為6 dB（最小增益）。對VIP2施加輸入A、對VIN2施加輸入B時，增益為12 dB（最小增益）。對VIP1和VIP2施加輸入A、對VIN1和VIN2施加輸入B時，增益為15.5 dB（最小增益）。注意，差分輸入阻抗隨增益綁定選擇而變化：最小、中等和最大增益設置分別對應400 Ω、200 Ω和133 Ω。有關輸入匹配的詳情，請參見ADL5561或ADL5562數據手冊。

　　建議在輸入和輸出上連接交流耦合電容以隔離VCC/2偏壓與源和平衡負載。

　　該負載應等于200 Ω以提供最佳交流性能。ADL5561和ADL5562的差分輸入阻抗為12 Ω。阻抗比越大，對元件Q值和布局寄生就越要謹慎。為了簡化濾波器設計，可在每個差分輸出端增加約15 Ω的額外串聯填充，以采用更有利的RL/RS濾波器比4:1.注意，添加的串聯元件將衰減驅動器放大器輸出。

　　ADC特性

　　在現代無線接收器設計中，高采樣率的模數轉換器（ADC）通常被用作中頻復合調制信號的采樣。基于CMOS開關電容的ADC因其低成本和低功耗而成為這類設計的首選。這類ADC的前端為非緩沖型，直接耦合至采樣網絡，所以ADC的輸入阻抗會隨時間（跟蹤和保持模式切換時）變化，這就對驅動ADC的放大器提出了挑戰。為了在驅動ADC的同時獲得極小的噪聲和信號失真，有必要設計一種無源網絡接口，實現寬帶噪聲抑制和采樣保持阻抗的變換，從而為驅動放大器提供一個更匹配的負載阻抗。建議在多個常用IF頻率下采用諧振法將采樣保持阻抗變換為可預測性的負載，從而更精確地設計抗混疊濾波器。

　　抗混疊濾波器

　　抗混疊濾波器由四階巴特沃茲低通濾波器和諧振電路組成。諧振電路通過諧振消除ADC負載的容性部分，有助于確保ADC輸入在目標中心頻率看起來像一個真正的電阻（參見應用筆記AN-742和AN-827）。整體頻率響應呈現出帶通特性，有助于抑制目標奈奎斯特頻率區域外的噪聲。一般而言，若用一個恰當階數的抗混疊濾波器，SNR性能會提高數個dB.

　　低通濾波器

　　用作抗混疊濾波器的低通濾波器往往采用LC網絡設計，必須完好定義源阻抗和負載阻抗以獲得所需阻帶。為設計濾波器網絡，可使用各種濾波器合成的手冊。通常用切比雪夫（Chebyshev）或巴特沃茲（Butterworth）多項式來定義濾波器傳遞函數。有幾種基于軟件的濾波器設計程序有助于簡化這一問題，如來自Nuhertz Technologies的Filter Free 4.0或Agilent Technologies推出的Advanced Design System（ADS,高級設計系統）。

　　RL/RS濾波器比和濾波器階數必須小心對待，其中RS為濾波器源阻抗，RL為負載阻抗。增加階次會增加不必要的復雜度，遞減效益，所以本應用筆記建議采用差分四階巴特沃茲濾波器。

　　諧振匹配

　　諧振匹配或儲能電路有助于確保ADC輸入在目標中心頻率處看起來像一個真實電阻（詳情見AN-742和AN-827應用筆記）。分流電感L5與片內ADC輸入電容和低通濾波器C4最后一級所提供電容的一部分并聯，形成一個諧振電路。

　　諧振電路的窄諧振頻帶可為抗混疊濾波器提供整體帶通頻率響應，從而有助于抑制目標奈奎斯特頻率區域外的噪聲。

　　抗混疊濾波器設計步驟

　　第1步-確定接口特性

　　此推薦方法的第一步是充分收集ADC接口所涉及所有元件的要求信息。基本要求清單包括

　　濾波器規格-中心頻率和帶寬等要求？

　　抗混疊來源及負載阻抗-定義為差分驅動器輸出和最佳？性能所需的負載（見表1）

　　ADC（跟蹤模式）輸入阻抗-Excel格式的S參數，可？從器件網站的評估板部分獲得。

第2步-查找標準歸一化原型值

　　可通過濾波器設計手冊查找單位標準歸一化原型濾波器值，然后按照比例求出所需截止頻率和負載阻抗的相應值。表2所示為相關原型值的一些近似值。

表2. 四階巴特沃茲原型元件值

　　為了補償諧振電路匹配的額外衰減，截止頻率應為所需通帶高端的125%.例如，如果需要一個20 MHz帶寬、中心頻率為140 MHz的濾波器，截止頻率應設為（140 MHz + 20 MHz ÷ 2）× 125% = 188 MHz.

　　圖4（a）顯示單端四階單位標準歸一化原型濾波器的一個示例。所示巴特沃茲濾波器在2:1負載-源阻抗比下提供平坦響應，無紋波。

　　第3步-按頻率和負載比例調整標準歸一化原型值。

　　現在可以將單端單位標準歸一化原型濾波器值Cn或Ln按比例調整到所需截止頻率fcut和負載阻抗R.變換公式如下：

　　圖4（b）顯示的是截止頻率為188 MHz、負載阻抗為200Ω的單端等效網絡。