LDO噪聲詳解

圖 10 RMS 噪聲與降噪電容的關系

圖 10 利用 10 Hz 到 100 kHz 更寬融合范圍，來捕捉低頻區域的性能差異。CNR=1pF 時，兩條曲線表現出非常高的RMS噪聲值。盡管圖 10 沒有顯示，但不管是否 CNR=1pF，都沒有 RMS 噪聲差異。這就是為什么在前面小節“放大參考噪聲”中，我們把GRC被看作等于 1 的原因。

正如我們預計的那樣，隨著 CNR 增加，RMS 噪聲下降，并在 CNR=1µF 時朝約12.5 µVRMS 的最小輸出噪聲匯聚。

CFF= 10 µF 時，放大器增益(1 + R1/R2)可以忽略不計。因此，方程式 8 可以簡寫為：

正如我們看到的那樣，VN(Other) 并不受 CNR 影響。因此，CNR 保持 10.5 µVRMS，其由圖 6 所示數據曲線擬合度決定。方程式 10 可以表示為：

接下來，我們要確定 GRC 降噪電容的影響，這一點很重要。圖 10 中曲線的最小測量噪聲，讓我們可以將方程式10改寫為：

其中，求解VN(REF) × GRC 得到 2 µVRMS。增加 CNR 會使參考噪聲從19.5 µVRMS降至 2 µVRMS，也就是說，在 10 Hz 到 100 kHz 頻率范圍，GRC 從整數降至 0.1 (2/19.5) 平均數。

圖 11 顯示了 CNR 如何降低頻域中的噪聲。與圖 9 所示小 CFF 值一樣，更小的 CNR 開始在高頻起作用。請注意，CNR 最大值 1µF 表明最低噪聲。盡管 CNR = 10 Nf 曲線表明最小噪聲幾乎接近于 CNR = 1 µF 的曲線，10-Nf 曲線顯示30Hz 和100Hz 之間有一小塊突出部分。

圖 11 不同 CNR 值時輸出頻譜噪聲密度與頻率的關系

圖8所示曲線(CNR = 1 pF)，可改進為圖 12(CNR = 1 µF)。圖 8 顯示 CFF = 100 Nf 和 CFF = 10 µF 之間幾乎沒有 RMS 噪聲差異，但是圖 12 清楚地顯示出了差異。

圖 12 中，不管輸出電壓是多少，CFF = 10 µF 和 CNR = 1 µF 均帶來最低噪聲值12.5 µVRMS，也即最小 GRC 值(換句話說，RC濾波器的最大效果)為 0.1。12.5 µVRMS 值為 TI 器件 TPS74401 的底限噪聲。

圖 12 噪聲優化以后 RMS 噪聲與前饋電容的關系

當我們把一個新LDO器件用于噪聲敏感型應用時，利用大容量CFF和CNR電容確定這種器件的獨有本底噪聲是一種好方法。圖12表明RMS噪聲曲線匯聚于本底噪聲值。

其他技術考慮因素

降噪電容器的慢啟動效應

除降噪以外，RC濾波器還會起到一個RC延遲電路的作用。因此，較大的CNR值會引起穩壓器參考電壓的較大延遲。

前饋電容器的慢啟動效應

CFF利用一種機制繞過R1反饋電阻AC信號，而憑借這種機制，其在激活事件發生后VOUT不斷上升時，也繞過輸出電壓反饋信息。直到CFF完全充電，誤差放大器才利用更大的負反饋信號，從而導致慢啟動。

為什么高VOUT值會導致更小的RMS噪聲

在圖8和圖10中，相比VOUT=0.8V的情況，VOUT=3.3V曲線的噪聲更小。我們知道，更高的電壓設置會增加參考噪聲，因此這看起來很奇怪。對于這種現象的解釋是，由于CFF連接至OUT節點，因此除繞過電阻器R1的噪聲信號以外，CFF還有增加輸出電容值的效果。圖12表明，由于參考噪聲被最小化，我們便可以觀測到這種現象。

RMS噪聲值

由于TPS74401的本底噪聲為12.5 µVRMS，它是市場上噪聲最低的LDO之一。在設計一個超低噪聲穩壓器過程中，12.5 µVRMS絕對值是一個較好的參考值。

結論

本文深入探討了LDO器件的基本噪聲以及如何將其降至最小，具體包括：

l 每種電路模塊對輸出噪聲的影響程度

l 參考電壓如何成為主要的噪聲源(經誤差放大器放大)

l 如何抵銷經過放大的參考噪聲

l NR功能的工作原理

謹慎選擇降噪電容器 (CNR) 和前饋電容器 (CFF)，可以將 LDO 輸出噪聲最小化至器件獨有的本底噪聲水平。利用這種噪聲最小化配置，LDO 器件便可保持本底噪聲值，讓其同非優化配置中常常影響噪聲水平的一些參數無關。

給電路添加 CNR 和 CFF 時存在慢啟動副作用，因此我們必須認真選擇這些電容器，以實現快速升壓。

本文所述方法已經用于優化 TI 的 TPS7A8101 LDO 的噪聲。在 TPS7A8101 產品說明書第 10 頁，不管參數如何變化，器件都擁有恒定的噪聲值。