基于PWM的微型高壓電源設(shè)計

　　控制電路的設(shè)計

　　TL494內(nèi)部電路由鋸齒波振蕩電路、基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生電路、兩個誤差放大器、調(diào)整電路、脈寬調(diào)制比較器及輸出電路等組成。其內(nèi)置振蕩器的工作頻率f₀由外接定時電阻RT和定時電容CT決定，估算公式如下：

　　式中，R_T和C_T的取值范圍：R_T=5~100kΩ，C_T=0.001~0.1μF。

　　系統(tǒng)采用壓控型變壓器隔離正激式拓?fù)洌?a class="contentlabel" href="http://www.104case.com/news/listbylabel/label/TL494">TL494接成單端輸出模式，并利用其內(nèi)部集成的NPN型功率開關(guān)管產(chǎn)生脈沖波。TL494內(nèi)部比較器產(chǎn)生的脈沖信號控制其內(nèi)部功率開關(guān)管Q1的飽和或者截止，使得變壓器的初級線圈上產(chǎn)生交替變換的脈沖電流，從而在次級產(chǎn)生升壓后的感應(yīng)電流。最后輸出的高壓又經(jīng)過分壓取樣網(wǎng)絡(luò)后與2腳輸入的基準(zhǔn)電壓比較，得到的誤差信號再與內(nèi)部振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波信號進(jìn)行比較，調(diào)節(jié)輸出脈沖信號的占空比，從而穩(wěn)定變壓器次級的輸出電壓。

　　變壓器及其倍壓整流電路的設(shè)計

　　(1)變壓器初級線圈匝數(shù)N_pri可用下式確定^[3]：

　　式中：V_in為變壓器的工作電壓，單位V;B_max為變壓器的最大工作磁通密度，單位T(Wb/cm2);A_c為所用磁心的有效橫截面積，單位cm²。

　　(2)將變壓器次級輸出的交流電壓進(jìn)行濾波整流，最后得到所需的直流電壓。按照設(shè)計需要，這里選擇倍壓整流電路，其原理是利用二極管的整流和導(dǎo)引作用，將電壓分別貯存到各自的電容上，然后把它們按極性相加的原理串接起來，以獲得幾倍于變壓器次級電壓的高壓來。如圖3所示，該電路中的整流二極管和濾波電容總是成對出現(xiàn)的，有N對則電壓升高N倍。當(dāng)N為奇數(shù)時，輸出電壓從二極管的正向端取出;當(dāng)N為偶數(shù)時，輸出電壓從二極管的反向端取出。

　　綜上所述，根據(jù)本次設(shè)計的要求，通過計算得出初級線圈匝數(shù)N_pri≈3，變壓器初級和次級線圈可按20:500的匝數(shù)比進(jìn)行繞制;采用4倍的倍壓整流，整流二極管選用IN4007，其反向擊穿電壓1000V、反向漏電流5μA、最大正向壓降1V。

　　反饋取樣電路

　　本設(shè)計的反饋網(wǎng)絡(luò)如圖4如示，輸出高壓HV經(jīng)分壓電路后再經(jīng)過TL494的內(nèi)部誤差放大器A構(gòu)成電壓負(fù)反饋回路。誤差放大器的同相端接入取樣電壓，反相端接入TL494的基準(zhǔn)電壓，網(wǎng)絡(luò)中的電位器可實現(xiàn)對系統(tǒng)輸出高壓的調(diào)節(jié)。取樣分壓比的確定：反相端接的基準(zhǔn)電壓最大為5V，所以要將輸入的取樣電壓限制在5V以下。當(dāng)輸出高壓為1000V時，取樣電壓為1000V×(180k/40M)=4.5V，分壓比約為1/200，符合要求。實際應(yīng)用時為了降低器件的功耗，在保證分壓比不變的前提下盡可能增大分壓電阻的阻值。

　　結(jié)束語

　　開關(guān)控制電源是當(dāng)今電源發(fā)展的主流，適用于多種便攜式、低功耗的儀器中，與線性電源相比具有許多優(yōu)點。本文以PWM芯片TL494為核心，提出了一種設(shè)計高壓偏置電源的新方法，并通過對PCB電路的合理布局布線設(shè)計出一個外形尺寸為5"×2.8"×1.8"的獨立電源模塊，并得出如下結(jié)論。

　　(1)充分利用TL494的內(nèi)置晶體管產(chǎn)生脈沖信號，降低了設(shè)計成本，減小了模塊體積。
　　(2)外接電位器，可實現(xiàn)輸出高壓200~1000V調(diào)節(jié)，方便儀器設(shè)計的底層應(yīng)用。
　　(3)負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)使得輸出電壓與其控制信號間有較好的跟隨性，電源模塊工作穩(wěn)定、紋波小。
　　(4)實際應(yīng)用中有待優(yōu)化設(shè)計，進(jìn)一步降低功耗或采用貼片變壓器減小體積;增大電壓可調(diào)范圍，增加調(diào)節(jié)靈敏度。

　　參考文獻(xiàn)：

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