基于新型器件STIL的浪涌電流限制電路(ICLC)設計

摘要：介紹了離線電源變換器新型浪涌電流限制器STIL的基本結構和工作原理，給出了在PFC升壓變換器中的應用電路及電源前端元件和STIL驅動器電路的設計方法。

關鍵詞：浪涌電流限制器；驅動電路；設計

引言

在AC/DC電源變換器啟動期間，由于大容量電容器充電，會產生一個比系統正常工作電流高幾倍乃至50倍的浪涌電流。如果對浪涌電流不加以限制，在主電源上會產生一個較大的電壓降落，影響連接在同一電源網絡中設備的工作，并會燒毀輸入線路上的保險絲。

為了限制浪涌電流強度，傳統的解決方案主要有兩種：一種是在較低功率的電源系統橋式整流器之前，串接單獨的阻抗元件，如浪涌限制電阻或NTC熱敏電阻；另一種是使用SCR、Triac和繼電器等通路元件或半可控整流橋（HCRB），當變換器啟動時電容器一被充電，通過通路元件去短路串聯阻抗元件，以減小功率損耗。不論是采用哪一種方法，都有其缺點，或者是尺寸較大，或者是功率損耗較大，或者是響應速度較慢，或者是抗干擾能力較差。

意法半導體（ST）公司基于ICRB拓撲結構并采用ASDTM專門工藝制造的STIL系列器件，是一種新型的浪涌電流限制器，具有低功耗、抗擾性強和可靠性高等優點。

圖1

1 STIL的基本結構、工作原理和主要電氣特性

浪涌電流限制器STIL是基于HCRB制作的，內部結構主要包括兩個非敏感單向功率開關及其驅動器電路，與橋式整流器并聯使用。圖1示出了STIL的基本結構及其在電源變換器應用中的連接。

在系統啟動期間，STIL中的兩個單向開關是斷開的。浪涌電流通過二極管橋式整流和浪涌電阻Ri（通常為NTC熱敏元件）。隨著主電源變換器導通，與電源變壓器（或PFC變換器件升壓電感器）耦合在一起的輔助電源被啟動，為STIL中的兩個開關提供足夠的能量使其接通。在正常狀態下，橋式整流器中只有2只二極管和兩個單向開關去整流AC線路電流。

STIL主要包含STIL?02和STIL04兩種型號，其通態輸出電流Iout(AV)分別為2A和4A（當結溫Tj=150℃時），兩種器件斷態正向/反向電壓（VDout/VRout）均為700V，動態電壓上升率dv/dt>500V/μs，驅動器觸發電流最大值Ipt(max)=10mA，觸發電壓VD(pt)典型值為0.85V，開關門限直接電壓Vto=0.7V（典型值），動態直接電阻Rd=70mΩ（典型值），正向壓降VF典型值為0.9V，總反向漏電流Ik300μA。

2 應用電路與設計

2.1 在PFC預變換器中的應用電路

STIL在以L6561作為功率因數控制器的功率因數校正（PFC）預變換器中的應用電路如圖2所示。其中，STIL、NTC（熱敏電阻）、PFC升壓電感器（L1）的附加繞組N2、二極管D1與D2、電容C1和C2及C3、電阻R1與R2等，組成PFC升壓變換器的浪涌電流限制電路（ICLC）。

圖2

在系統啟動期間，STIL中的兩個單向開關是斷開的，浪涌電流通過二極管橋式整流、NTC（R4）和二極管D3對PFC輸出電容C7充電（跟隨橋式整流器的小電容C6僅用作高頻旁路，不影響浪涌電流）。一旦PFC預變換器導通，與主電感器L1耦合在一起的輔助電源為STIL中的兩個功率開關提供需要的能量使其接通，AC線路電流經STIL和橋式整流底部的2只二極管整流，R4中不再有電流通過，故減小了其功率損耗，有利于提高系統效率。一旦AC線路輸入中斷，PFC變換器和STIL的輔助電源截止，電容C7放電，STIL的兩個開關斷開。當AC線路恢復時，兩個開關仍然斷開，浪涌電流對C7重新充電，并被R4限制。當C7充電結束PFC電路進入正常運行時，STIL中的兩個開關接通。

2.2 設計方法

假設PFC升壓變換器的主要技術規格為：

最大輸出功率Pout(max)=85W；

DC穩壓輸出電壓Vout=400V；

最低AC線路輸入電壓Vin(min)=85V；

最高AC線路輸入電壓Vin(max)=264V；

系統效率η=0.8；

峰值浪涌電流Ipeak?30A；

最大開關頻率fs(max)=350kHz；

升壓電感器L1電感值L=850μH。

根據這些技術參數和STIL的電氣性能，可以對功率元器件和STIL驅動電路元件進行選擇。

2.2.1 功率元器件的選擇

1）NTC熱敏電阻（R4）

R4在系統啟動期間用以限制浪涌電流，在穩態下被STIL短路。R4可用式（1）計算，即

對于220V的AC額定輸入電壓，由于Ipeak=30A，則R4=10Ω。

2）STIL器件

由于PFC升壓變換器能在AC線路輸入端產

生一個正弦波電流，故最大輸出平均電流可由

式（2）確定，即

將Pout(max)=85W，η=0.8和Vin(RMS)(min)=85V

代入式（2），得Iout(AV)(max)=0.91A。由于STIL02的平均輸出電流為2A，故可選用STIL02作為浪涌電流限制器。

3）橋式整流二極管

PFC進入穩壓工作后，橋式整流器中只有底部的2只二極管工作。通過二極管的最大平均電流與流過STIL02的最大輸出電流（0.91A）相同。整流二極管的平均電流必須高于Iout(AV)(max)，考慮到留有足夠的余量，可選用正向電流為4A的整流二極管。

PFC升壓變換器必須符合IEC61000?4?5電磁兼容（EMC）標準。當在AC線路輸入電壓上施加一個2kV的浪涌瞬時電壓時，施加到橋式二極管上的快速瞬態過電壓（FTO）達694V。因此，整流二極管的重復峰值反向電壓應當高于該數值，可選擇800V。

4）輸入保險絲（Fu）

在穩壓條件下，通過保險絲的最大電流發生于最低AC線路電壓下。其數值為：I=(Pout(max)/η)/Vin(RMS)(min)=(85W/0.8)/85V=1.25A。僅在電流過載期間，保險絲才會熔斷。在浪涌期間，所承受的電流由標準（300A/8/20μs）確定。則選擇保險絲的額定電流可為6.3A。

2.2.2 STIL02驅動器電路元件的選擇

由L6561控制的有源PFC預調節器工作在臨界模式。升壓電感器數值L=850μH，在采用THOMSON?CSFB1ET2910A（ETD29mm16mm10mm）或OREGA473201A8磁芯（氣隙長度為1.25mm）時，初級線圈繞組（采用100.2mm絞合線）N1=90T。

1）輔助繞組匝數N2的確定

升壓電感器輔助繞組匝數N2可利用式（3）來計算，即

式中：k=5，用作減小電容器C3兩端的紋波電壓；

Vout=400V，Vpt(max)=VDC(pt1)(max)=1V，二極管D1的正向壓降VD1=VD2=0.7V。

根據式（3），N2=2.62T，選擇N2=3T。

2）計算電容C1和C2的容值

PFC升壓變換器在通用的AC85～265V輸入電壓下工作，電容C1和C2的容值由式（4）確定，即

將相關數據代入式（4），得C1=C2=210nF。考慮到20％的離差，可選擇C1=C2=330nF。

3）計算電阻R3的數值

PFC升壓變換器在臨界模式下操作，開關頻率不是固定的，而是變化的。R3的阻值選擇應保證在最高開關頻率（350kHz）時充分充電，所以，R3的電阻值應盡量小一些。在AC線路電壓過零附近，開關頻率最高。R3的選擇可由式（5）確定，即

將C1=330nF和fs(max)=350kHz代入式（5）得R3=0.29Ω，選擇R3=0.33Ω的標準電阻。

4）R1和R2的選擇

R1和R2用作平衡STIL02兩個單向開關的引導控制電流。R1和R2不應超過式（6）確定數值，即

將已知數據代入式（6）得R1=R2=854Ω，選擇R1=R2=820Ω。

5）電容器C3的選擇

當PFC電路在AC線路電壓接近零時大約

1ms的時間內不工作時，要求C3仍能為STIL02提供足夠的能量，則C3應不低于式（7）確定的容值，即

式中：死區時間tdead=1ms。

根據式（7）計算的結果，C3≥8.2μF。

當AC線路電壓過低持續時間tbrownout結束之前，為激活浪涌電流限制功能，STIL02中的開關應當斷開。這就要求C3容值應不超過式（8）確定的數值，即

通常選擇tbrownout=20ns。由于R1=820Ω，C1=220nF，因此C3≤16μF。

根據式（7）和式（8）計算的結果，可以選擇C3=10μF，便可以滿足tdead和tbrownout兩個條件。

6）二極管D1和D2的選擇

二極管D1和D2通過的電流都較小，所施加的反向電壓也不高，選擇BA149足可以滿足要求。

3 結語

基于半可控整流橋（HCRB）拓撲結構的STIL器件，與NTC熱敏元件等組成浪涌電流限制電路（ICLC）具有諸多優點。事實上，STIL中的單向開關，是采用專門ASDTM工藝集成的高性能SCR，在其控制極電流（Igt）、dv/dt和反向漏電流（Ik）三個參數之間實現了較理想的折衷。這種單向開關的反向功耗是傳統HCRB電路中使用的分立非靈敏SCR（觸發電流為幾個mA）反向功耗（約900mW）的1/100，抗瞬態電壓沖擊能力（dv/dt）比靈敏SCR（觸發電流為幾十μA，dv/dt僅約10V/μs）高50～100倍。與獨立使用NTC熱敏電阻比較，功率損耗大大地降低。當STIL用于80W變換器時，效率比單獨使用NTC熱敏電阻約提高1.5％。