電動車用串聯多電平逆變器

摘 要：介紹了電動車用串聯多電平逆變器的基本工作原理與方法。
關鍵詞：電動車；多電平；逆變器
中圖分類號：TM46 文獻標識碼：A 文章編號：0219-2713（2005）05-0001-10

1 概述
隨著汽車數量的不斷增加，汽車排放氣對環境造成的污染越來越嚴重，在大城市中，汽車排放氣占了大氣污染物(一氧化碳，碳氫化合物以及氮的氧化物)的60～80％．已經成為空氣污染物的主要來源。為了減少城市中的空氣污染．適應世界各國越來越嚴格的汽車排放標準．各大汽車公司均投入了巨資積極發展電動車。其中電動大客車由于載客量大．綜合效益高已成為優先發展的對象。電動車(尤其是電動大客車)大都采用三相交流電動機，由于電機的功率都比較大，使三相逆變器中的開關器件需要承受的電壓和電流的應力較大，較高的du/dt又使電磁輻射干擾嚴重，并且還使開關器件的發熱量增大。而采用串聯多電平逆變器，則可以大大減少開關器件承受的電壓應力．也降低了du/dt的值和電磁輻射干擾，同時開關器件的發熱量也大大減少；由于輸出電壓電
平數的增加，也使輸出電壓的波形更加接近于正弦，控制性能也得到了較大的改善。

圖 1 為電動車用串聯多電平逆變器的主電路 圖，其中每一相都是由N個單相全橋式逆變器直 接串聯組成的，每一個單相全橋式逆變器，都具有 獨市且相同的直流電源供電，在電動車上就是由 獨立且相同的蓄電池供電．以便于蓄電池的外充 電及拆卸更換。電動車用串聯多電平逆變器，在 本文中介紹兩種，一種是采用單相全橋式SPWM 逆變單元直接串聯組成的，可以調壓的多電平
SPWM逆變器；另一種是采用單相全橋式方波逆 變單元直接串聯組成的、不可以調壓的多電半逆 變器。

2 可調壓的串聯多電平SPWM逆變器
可調壓的串聯多電平SPWM逆變器，是通過 N個具有相同獨市直流電源的單相全橋式三階 SPWM逆變單元以直接串聯的方式級聯而成的。 它的控制方法是用N個依次移開2π/N相位角 的載波三角被、與同一個正弦調制波進行比較，產 生出N組控制信號，用這N組控制信號(N組信 號依次相差2π/N相位角)去依次控制N個具有 相同獨立直流電源的單相全橋式三階SPWM逆變 單元，使每一個單相全橋逆變單元輸出相同的基 波電壓，然后將N個單相全橋逆變單元的輸出電 壓直接串聯疊加起來，就可以得到多電平SPWM 低諧波電壓輸出，這種串聯不存在開關器件的均 壓問題。

2.1 兩個單相全橋式三階SPWM逆變單元的串聯
兩個具有相同獨立直流電源單相全橋式 SPWM逆變單元的直接串聯電路如圖2所示。由于 N=2．所以載波三角波的移相角α=2π/2=π=180。對于三相輸出逆變器來說，其A相電路由兩 個單相全橋式SPWM逆變單元A1和A2串聯組 成.A1的載波三角波的移相角α=0；A2的載波三 角波的移相角α=2π/2=180。A1和A2的載波三 角波用同一個A相的正弦波進行調制．這樣就可 以得到A1的輸出電壓up1和A2的輸出電壓Up2. up1和up2具有相同的基波電壓.A1和A2串聯后的 輸出電壓uA=up1+up2就是輸出為接近于正弦波的SPWM多電平階梯波．其波形如圖3所示.

為了求出單相全橋式三階SPWM逆變單元 A1及A2的輸出電壓up1.up2的SPWM波形，必須先求出SPWM波形中各個脈沖前，后測a、h點的座標，為此先列出載波三角波的方程式。

對于單相全橋式三階SPWM逆變單元A1，α=0

對于單相全橋式三階SPWM逆變單元A1，α=180。

對于單相全橋式三階SPWM逆變單元A2,α=180。
式(1)～式(3)中：ωc及ωs分別為三角波和正弦 波的角頻率；
Uc及Us分別為三角波和正弦 波電壓的幅值。
對于單相全橋逆變單元A2的輸出電壓up2的 波形,在采樣點a：

從圖3中A2的up2波形可知，X=ωct在2πk+α到2π(k+1)+α區間內,在a.b點之間 得到up2的正脈沖.故可以得到up2的SPWM波的
時間函數式為

函數up2（X，Y）可以用雙重傅里葉級數表示，

當n=1時，Bo1=ME；當n≠1時，Bon=0故得up2的SPWM波形的雙重傅里葉級數式為

由于A1的載波三角波的α=0；A2的載波三 角波的α=l80=π，A1和A2用的又是同一個正弦調制波，所以由式(8)可得

由于up1和up2的基波電壓相同；同時又有 sin m(π-0)+sinm（π-π）=0。對于cosm(π-0)+cosm(π-π)，當m等于奇數時等于零，所以式（9）和式（10）相加得到uA的雙重傅里葉級數式為

由式(11)可知，N=2的串聯疊加在逆變器A 相輸出電壓中得到的是五電平電壓輸出。在uA中 不再包含2F1次以下的諧波．僅包含2Fl以 上的諧波.uA=up1+up2的波形如圖3所示。

2．2 N個單相全橋式三階SSPWM逆變單元的串 聯
當單相全橋式三階SPWM逆變單元的個數 N,取等于或大于2的任一自然數時，都可以利用 上述直接串聯疊加的方法，獲得多電平SPWM輸 出電壓波形，其電路如圖1中的A相所示.直接串 聯疊加可以消除單相全橋式逆變單元SPWM波形 中小于NF1次的諧波成分.其載波三角波的移 相角依次移開2π/N.對于圖1所示逆變器主電 路的A相，單相全橋逆變單元A1的α=0,A2的α=(2一1)2π/N,A3的α=(3一1)2π/N,……， AN的α=(N一1)2π/N，A1～AN用同一個A相 正弦波作調制波，得到A1~AN的輸出電壓up1~ upN的三階SPWM波形.

一般在實際應用時，N取4或5就可以了。
例如．當N=5時．

當N=5時，串聯疊加后在A相輸出電壓中將得到11電平SPWM電壓輸出，在輸出電壓uA中將不再包含5F1次以下的諧波，而只包含5F1次以上的諧波，其波形如圖4下面部分所示。

由式(15)可知，采用N個具有獨立直流電源的 單相全橋式SPWM逆變單元直接串聯疊加后，在A 相輸出電壓中將得到(2N+1)個電平的SPWM電 壓輸出，在uA的雙重傅里葉級數中可以消除NF1 次以下的諧波。例如當開關頻率fs=6 000 Hz，載 波比F=wc/ws=120．N=5時，在A相輸出電壓 的傅里葉級數中,將可以消除5120l_6001 次以下的諧波,使uA波形基本上成為正弦波電 壓。

3 不能調壓的串聯多電平逆變器
所謂不能調壓的串聯多電平逆變器,是指這 種逆變器采用單相全橋式方波逆變單元串聯疊加 的。單相全橋式方波逆變單元沒有經過SPWM調 制,所以，這種串聯多電平逆變器的輸出電壓不是 多電平SPWM電壓，而是純電多平階梯波電壓，因 此，這種串聯多電平逆變器不具備調壓功能，要想 調壓就必須另外加人PWM調壓功能。
可調壓的串聯多電平SPWM逆變器，是由單 相全橋式SPWM逆變單元串聯而成的，它經過了 兩次波形改善：一次是單相全橋式逆變單元本身 的SPWM調制、另一次是N個逆變單元的串聯疊 加，所以對波形改善的效果較好。而由單相全橋方 波逆變單元串聯而成的不能調壓的串聯多電平逆 變器，由于單相全橋方波逆變單元本身不能通過 SPWM改善波形，而只能依靠串聯疊加改善波形， 因而波形改善的效果較差。為了提高對波形的改 善效果,對于單相全橋方波逆變單元串聯組成 的純多電平階梯波逆變器采用了給定觸發角的方 法。給定觸發角的方法有兩種：一種是通過波形逼 近法來給定．另一種是采用消除特定諧波法來給 定。
3.1 用波形逼近法給定觸發角
不能調壓的串聯多電平逆變器的輸出電壓階 梯波波形如圖5所示，所謂用波形逼近法來給定 觸發角．就是用階波的面積與正弦波面積相等 法來給定觸發角α1,α2，...αN的值。具體作法是使 正弦波外側與階梯波構成的小三角形面積.依次 和正弦波內側與階梯波構成的小三角形面積相 等。用這種方法確定的階梯波各階梯起始點的觸 發角值，可以使階梯波的諧波含量大大減少. 當 N=4時，用上述波形逼近法確定的給定觸發角α1~α4的值為α1=7.5。，α2=22. 5。，α3=37. 5。，α4=67. 5。
由上述αa1~α4的值．算出輸出電壓階梯波中的 諧波、諧波畸變率和畸變總量如表2所列.包括第99 次諧波以內的諧波．其畸變總量為8.7403%。

3.2 用消除特定諧波法給定觸發角
在用消除特定諧波法給定觸發角時，假定α1，α2...αN、為對應于各階梯起點的角，如圖6所示, 則基波和各次諧波幅值的表示式為

由式（2）解出各次諧波的幅度如表3所列。

由表3可知，當α1=0.857，α2=24. 857，α3=35.143，α4=60.857時．N=4的串聯疊加 可以消除9次以下的諧波和零序諧波，使輸出電 壓波形得到了很大的改善。當以鐘脈沖來給定階 梯起點的觸發角時，半個階梯波周期的鐘脈沖個 數為對應第一個鐘脈沖，α2對應 第個鐘脈沖，α3對應第個鐘脈沖，α4對應第個鐘脈沖。

在圖6中,虛線表示的是用波形逼近法得到的 階梯波形和給定觸發角的值：實線表示的是用消除 特定諧波法得到的階梯波形和給定觸發角的值。

4 串聯多電平逆變器的特點
用單相全橋式逆變單元直接串聯組成的三相 多電平逆變器，與三相半橋式兩電平逆變器相比 具有如下的特點：
1)負載中性點N的電壓可以保持恒定 對 于兩電平的三相逆變器,當以直流電源電壓的中 點電壓E/2為參考電壓時，其負載中性點N的電 壓是脈動的，脈動的幅度為E/6。對于串聯多電平 逆變器而言．其輸出電壓是多電平階梯波．假設每 一個單相傘橋逆變單元的直流側電壓為E，則其 輸出的相電壓uA、uB、uC是多電平階梯波電壓，階 梯波的電平分別為E，2E，3E，...NE，假沒uN=
E．由可得unn/=0。說明負 載中性點N的電壓保持恒定.
2)要保證蓄電池的充放電均衡 由圖5可 知，串聯多電平逆變器在每一個階梯波半周期中， 各個單相全橋逆變單元A能性~A4的輸出功率由于 輸出電壓波形寬度的不同而不相等，亦即A1~A4 各蓄電池的輸出功率不相等。為了要保證每一個 蓄電池的放電均衡，必須以每一個階梯波半周期 為一個單位．順序交替地切換各個單相全橋逆變 單元A1~A4的輸出電壓波形，如圖7所示。這種 串聯多電平逆變器本不能調壓，但電動車要求調 壓,為此可以另外加入PwM調壓功能其方法如圖 8所示。

――用鐘脈沖產生出載波三角波uc，用uc與 直流控制信號u4在比較器中進行比較產生出 EPwM正脈沖信號。
――將原來不需調壓的驅動信號和EPwM信 號．起送到如圖8(b)所示的門電路，當兩個輸入 信號同時為正時就可以得到可調壓驅動信號.
3)蓄電池在充電和再生制動時的工作 蓄電 池在充電和再生制動時，多電平逆變器工作在整 流狀態，每一個單相全橋逆變單元A1~A4,當上橋 臂或下橋臂全部導通時，該逆變單元的蓄電池則 被旁路。假設N個逆變單元串聯i個逆變單元被 旁路，則此時的輸出電壓瞬時值為(N一i)E.通過 旁路方式可以靈活地對蓄電池充電，同時還口可以 控制再生制動的力矩。
4)多電平逆變器的實用控制法 串聯多電平 逆變器的實用控制法，還可以采用諧波PwM控 制法(SHPWM)如圖9所示，和空間向量控制法。
SHPWM控制法是采用N個幅值上連續分 布，具有相同頻率、相同幅值的載波三角波與一個 共同的正弦調制波進行比較，在正弦波大于三角 波的地方產生出驅動脈沖，根據載波三角波的相 位不同又可以分為幾種情況．這里不再詳述, 由于電動車對電動機的動態響應有較高的要 求．所以采用三相異步電動機作動力的電動車，一 般都適合采用空間向量控制法．此法還可以提高 電池電壓的利用率．也使多電平逆變器可以輸出 多種SPWM電平，因此在利用電流跟蹤控制時．可 以大大降低開關次數，減少輸出電流的諧波．提高 跟蹤效果。
當采用空間向量控制法時，逆變器的輸出向 量可以表示為

式中：uAN,uBN,uCN是A，B，C相輸出對于中性點N的電壓：
單相全橋式逆變單元的輸出狀態為

每一相可以輸出2N種電壓，三相可以組合 出的空間電壓向量的個數為8N3。考慮到輸出向 量必須維持中性點電壓的穩定．在靜態座標系中， 可行的空間向量種類的數量為3(2M)(2N-1)+1. 對于N=4的串聯疊加．可以選擇的空間向量個 數為169個。
由于串聯多電平逆變器存在開關冗余狀態,即 對于同一個空間向量可以通過多個開關組合來實 現,這是由于多重疊加逆變器的特點決定的。由于 開關的組合不再是唯一的．為r使每一個開關器件 的工作頻率相等，在選擇空間向量后，還需要進行 開關頻率的均衡控制,以選擇合適的開關組合。

5 改進式串聯多電平逆變器
傳統的串聯多電平逆變器采用的是具有相同 電壓值的獨立直流電源，能產生出2N-1個電平; 而改進式串聯多電平逆變器所采用的獨立直流電 源．具有不同的電壓值，大體分為兩種：一種是直流 電源電壓以2的倍數遞增，能產生出2N+1一1(或 2N+1-2)個電平；另一種是直流電源電壓以3的倍 數遞增，能產生出3N個電平，電平數最多，但電池 的容量與電壓不成比例，故不能采用相同的單體電 池．不便于外充電，因此不宜采用。只有電池電壓以 2的倍數遞增時才適合于電動汽車應用.以N=2， E1=E,E2=2E，串聯疊甍加出2N+1-2=23一2=6個 電平的逆變器為例，其波形如圖10所示.這種串聯 多電平逆變器的優點是：可以獲得大于2N-1個電 平，有利于輸出電壓波形的正弦化：可以不必再進 行各逆變單元輸出電壓之間的順序交替切換，使控 制電路簡化；各獨立直流電源可以采用相同的單元 電池，方便于外充電。

6 結語
串聯多電平逆變器．適用于大功率的電動汽 車驅動系統，它可以減少多個蓄電池串聯帶來的 危險，可以降低開關器件的電壓應力和降低電磁 輻射干擾.
這種串聯疊加不用疊加變壓器或電抗器．降 低了體積、重量和造價。

串聯多電平逆變器輸出電壓的波形好．控制 靈活性好，控制精度高，中性點電壓波動小。為維 持各個蓄電池組電量的均衡，在運行時確保了蓄 電池的放電時間一致，通過旁路方式，可以靈活地 對蓄電池充電，還可以控制再生制動的力矩。

一個N=4采用功率場效應管作開關的 10 kw串聯多電平逆變器，在原型車上的實驗結 果如圖11所示．其中圖11(a)為20％額定速度時 的波形．圖l1(b)為35％額定速度時的波形.說明 串聯多電平逆變器應用于電動汽車驅動系統的效 果是好的。