全數字控制的交錯并聯耦合電感式B00st電路

1 電流紋波抑制
為了減小電路的電流紋波，同時又能滿足快速瞬態響應的要求，交錯并聯結構是種不錯的選擇。圖1是帶同步整流功能的兩相交錯并聯Boost變換器。圖2是該電路的紋波抵消原理圖。

對于兩相交錯并聯的Boost變換器，總的輸入電流紋波△IL為

式中：L為每路電感；
m為不大于2D的整數

可見，占空比在O．5附近對紋波的抑制效果是最好的。但是，當要求Boost電路的升壓倍數比較大時，由于此時的開關管控制脈沖占空比比較大，遠離了0．5，交錯并聯結構對電流紋波的消除作用不大，電路中紋波還是會比較大。

2 耦合電感式Boost電路
解決以上問題的關鍵是如何調節電路的占空比，為此，本文中引入了耦合電感，通過耦合電感匝比的作用，增加了電路的放大倍數，調整了開關管的占空比。

交錯并聯耦合電感式Boost電路如圖3所示。圖3中，S2(S4)做為同步整流管與主管S1(S2)互補導通。當主管導通時，輸入電源給主電感L1(L3)充電，當輔助管導通時，L1(L3)上儲存的能量轉換到L2(L4)上給輸出放電。現在推導電路的輸入輸出關系，根據電感的伏秒平衡特性有

因此，通過調節n就能擴大放大倍數。同時，放大倍數一定時，n的調節可以使占空比，D處在O．5附近，有利于電流紋波的消除。

3 工作原理分析
下面進行電路的穩態分析，電壓、電流方向如圖3所示，變換器工作波形如圖4所示，to一t4時間可描述其工作原理，該段時間為一個開關周期Ts。

to～t1：開關管S2、S4導通，主管S1、S2關斷，電感L1(L3)中儲存的能量轉移到L2(L4)，并與輸入Vb串聯給輸出電容充電。
t1～t2：S4關斷，S3導通，S2保持導通，上通道繼續輸出能量，下通道電源給L3儲能，輸出電容給負載放電，補償因下通道減少的電流。
t2～t3：與to～t1階段相同。
t3～t4:S1開通，S2關斷，S4保持導通，下通道繼續輸出能量，上通道電源給L1儲能，輸出電容給負載放電，補償因上通道減少的電流。

一個開關周期工作完成

4 數字PI環實現
本文變換器的控制脈沖輸出都采用數字方式，由F2407A DSP控制輸出。同時，通過對輸出電壓的AD采樣，在DSP中進行PI調節后通過對控制脈沖占空比的調節實現輸出的穩壓。其基本控制框圖如圖5所示。

圖5中，AD采樣環節把主電路輸出電壓經DSP采樣后離散化，形成一個離散的采樣值，誤差計算環節把得到的采樣值和設定的參考值相減，得到PI調節所需的誤差量。Pl補償環節為一套PI控制算法，它通過對誤差量的處理得到一個比較值，送人DSP的全比較單元，最終輸出各個開關管的控制脈沖。

根據控制原理，Pl環節傳遞函數為

其對應的時域方程式為

離散化后得

式中：e(k)為誤差輸入；
Ko為比例系數；
Ki為積分環節系數(Ki=Kp／Ti)；
Ti為積分時間常數；
Ts為采樣周期。
這就是位置式PI控制

在DSP中，設定好參數后，根據式(5)，進行累加運算后就得出了計算控制脈沖占空比用的比較值U(K)。最后把U(K)值放入DSP的全比較單元寄存器，完成控制脈沖輸出。DSP一個采樣周期PI環程序流程圖如圖6所示。

5 實驗結果
實驗中采用V=2．4 V，Vn=8．8 V，耦合電感匝比n=4，控制芯片采用TI公司的F2407A DSP，工作頻率為50 kHz，電壓采樣采用霍爾傳感器LV28一P。根據式(2)，PI環穩定在，D=0．4。

圖7為上通道開關管S1．和S2漏源間的波形vds1和vds2圖8為耦合電感兩端(反向)波形一VL1和一VL2。

6 結語
本文提出了一種交錯并聯耦合電感Boost電路，它通過耦合電感的匝比調節，控制開關管的占空比在O．5附近，有效地減小了電流紋波，提高了效率。同時，數字PI環節的引入，起到了很好的穩壓和抗干擾的作用，簡化了硬件，方便了控制，提高了電路的性能。