用于固定開啟時間穩壓器的低ESR穩定技術

圖6：在距離主輸出電容約1英寸的地方增加一個10uF、35V、125mΩ ESR的鉭電容后，紋波下降到了約35mV峰峰值

然而，在靠近輸出電容很近的地方增加較大容值的陶瓷電容就很可能會產生問題。圖7說明了將一個2.2uF的陶瓷電容緊靠輸出電容連接時發生的情況。

圖7：將一個2.2uF的陶瓷電容緊靠輸出電容連接時發生的情況

開關脈沖又開始成串地集中出現。問題是由與主輸出電容的ESR并行放置的附加濾波電容引起的。如果這個附加電容和輸出電容的ESR的轉角頻率接近穩壓器的開關頻率，有效ESR就開始減少，控制電路“看到”的紋波開始衰減。然而，如果附加電容與主輸出電容的距離至少有幾英寸時，就會有足夠的引線電感有效地將主輸出電容和附加電容隔離開來，電路也就能正常工作。從紋波波形可以看出，紋波與開關節點波形之間有明顯的相位偏移。這就意味著負載在開關頻率點呈現很大的容性，而這是不希望看到的結果。

對電路進行改進

也許最佳方案是由人工產生需要的紋波信息并反饋給控制器，讓控制器以為是真正想要的東西。這樣能把輸出紋波做得任意小，同時仍能保證電路正常工作。見圖8。

圖8：R4、C7和C8網絡組成三角波發生器，向FB引腳提供所需的信息

R4、C7和C8網絡組成三角波發生器，向FB引腳提供所需的信息。電阻R4和電容C7對電感上的電壓進行積分，產生的信號再通過C8交流耦合到反饋引腳。正常情況下，電感對其上面的電壓進行積分，并產生三角電流波形，流經輸出電容的ESR后產生用于反饋的三角電壓波。這里的RC電路做的事也非常相似。電容C7對經過R4的電流(正比于加在R4電阻上的電壓)進行積分。該電壓與電感兩端的電壓是相同的。就反饋電路而言，兩者實質上指的是同一件事。來自前面電路的ESR電阻已經被完全取消，電路中唯一的ESR只是22μF陶瓷電容的ESR，因此總的ESR大約在10mΩ數量級。

作為這種實現的結果，Vout端的紋波電壓如圖9所示。

圖9：Vout端的紋波電壓

紋波現在已經到了15mV峰峰值數量級。同時觀察到測得的尖峰電平與以前相比也有所降低。這只是因為已經消除了開關節點測量。與帶有噪聲的信號源連接的另外一個示波器探頭會幅射一定的能量，這一能量會被紋波測量探頭采集。因此在做非常精確的紋波測量時最好使用單個探頭。

在15V到50V輸入范圍內的線性調整度約為20mV。這個設計完全不受額外的大容量輸出電容的影響。它要求零ESR，可以一直保持工作良好。如果環境有噪聲或布線未經優化，只需簡單地減小積分器的時間常數并產生稍多一點信號就行。

這種技術的設計過程相當簡單。在理想開關頻率點的積分電容阻抗應小于反饋分壓電阻。由于在本例中有效分壓電阻稍低于1,000Ω(1,000Ω與3,000Ω并聯)，C7在500kHz頻率點的阻抗應選在100Ω左右，此時可以計算得到容值約為3300pF。由于Vin-Vout與產生的紋波電壓相比非常大，因此可以把R4當作是一個理想的電流源。電流值等于(Vin-Vout)/R4。目標紋波電壓可以較隨意地選為50mV峰峰值。充電電容遵循I/C=dV/dt。當輸入為30V時開啟時間約為650ns。dV選為50mV，C為3,300pF。根據公式可以算出I約為250uA。根據R=(30V-10V)/250uA，R選為75kΩ。交流耦合電容值比積分電容大3到4倍，可以選為0.01uF。這些值都不需要非常嚴格。

需要注意的是，當負載足夠輕以至于強迫電路進入不連續的傳導模式工作(DCM)時，紋波會有所增加(如圖10所示)。

圖10：當負載足夠輕以至于強迫電路進入不連續的傳導模式工作(DCM)時，紋波會有所增加

在這種情況下，40mA輸出時的紋波峰峰值接近1A輸出時峰峰值的兩倍，當負載為零時將增加到約25mV峰峰值。上面的軌跡是DCM下的開關節點。相對頻率較高的振鈴是電感與開關節點上寄生電容諧振的結果。這對任何處于DCM狀態的穩壓器來說都是正常并可以預料到的。開關節點電容由二極管電容、高側開關輸出電容和與任何與PCB布線有關的雜散電容等組成。這種振鈴不需要進行任何處理，它不會引起任何問題。

本文小結

綜上所述，基于固定開啟時間的穩壓器設計可以提供較低的輸出紋波，同時仍保持原始設計的很多簡潔性。對輸出電容ESR沒有要求的COT穩壓器非常實用，生成的設計可以完全不用考慮與大電容負載有關的穩定性問題，因此無需過多考慮反饋環路的穩定性問題即能獲得與復雜得多的時鐘控制PWM系統相同的性能。