多路輸出正激式變換器耦合濾波電感的設計

　　初級MOS管截止時計算電感量，占空比最小（D=0.25）時，對100kHz開關頻率，最大截止時間Δt=7.5μs，最大紋波電流ΔIm=6A（滿載電流的17％），則有：

Lm=E·Δt/ΔIm=5.6×7.5/6=7μH(9)

　　設5V輸出端的漏感為700nH（7μH的10％），附加100nH的引線電感，則L12′為11nH（=100nH/n2），則IL的分配為：

輸出1：6A·11/(800＋11)=0.08App

歸一化輸出2：6A·800/(800＋11)=5.9App

輸出2：5.9A/3=2App

　　設最小負載電流（ΔI），

　　輸出1：0.5A

　　輸出2：2A

　　最大輸出紋波（ΔU）要求

　　輸出1：0.05V(輸出的1％)

　　輸出2：0.15V（輸出的1％）

　　則

C1=(ΔI)/(8fΔU)

=0.5/(8×105×0.05)=12.5μF(10)

ESR1=ΔU/ΔI=0.05/0.5=0.1Ω(11)

C2=(ΔI)/(8fΔU)=2/(8×105×0.15)

=16.7μF(12)

ESR2=ΔU/ΔI=0.15/2=0.075Ω(13)

　　實際使用中，由于電解電容器的ESR與直徑有關，實選：

C1:10V,1000μF,0.1Ω

體積（D×H）：1.3cm×2.9cm

C2:25V，470μF，0.07Ω

體積（D×H）：1.7cm×2.9cm

　　對上述參數的試驗電路實測結果如下：

　　輸入電壓220V，輸出1為5V、10A；輸出2為15.8V、3A。

　　5V紋波Vpp=28mV，15.8V紋波Vpp=80mV。　　當輸出1為5V、10A負載時，輸出2為15.8V的負載從1A變為5A時，其電壓從16.0V變化至15.5V，紋波則在75mV～105mV之間變化。

6幾點說明

　　（1）由于繞制工藝的不同，漏感將在很大范圍內變化，為控制2％～10％的漏感范圍，最好采用罐形或環形磁芯，雙線并繞，低壓繞組在里層，或“三明治”繞法，將低壓輸出濾波繞組夾在高壓輸出濾波繞組之間，低壓輸出的紋波將大大減小。

　　（2）在前述的分析中，整流、續流對管不可能完全對稱，而兩路輸出的對管的正向壓降也會不同。這種不同只會影響輸出電壓的大小，而對紋波電流的影響，則可通過前述的“漏感”方法予以消除。

　　（3）上述“漏感”方法有時不易控制，可以用耦合電感匝數的小量變化獲得同樣的效果。對于紋波要求較小的那一路輸出的繞組匝數，可乘以110或105的系數。

　　如果另外加一個獨立的小電感，也可以獲得同樣的效果。

　　（4）上述的分析是以兩路輸出同為正電壓進行的。如果一組輸出為負，則耦合電感的同名端應予變化。對于雙線并繞的情況，只要將一組繞組的出端與入端對調即可。只是這種對調使兩個繞組中的電流方向相反，因而會產生附加的紋波電流。所以實際的繞制工藝，應一組采用順時針方向繞制，另一組采用反時針方向繞組，這樣可獲得最佳效果。

　　（5）上述兩路輸出的分析也適用于三路或更多路輸出的情況。但首先要滿足電感的匝數比等于主變壓器的輸出繞組的匝數比，再考慮漏感對紋波的影響。

　　（6）本文分析的耦合濾波電感的原理也適用于BUCK型的半橋及全橋拓樸。但對于輔助輸出再接另一級PWM穩壓器或磁飽和穩壓器的拓樸形式，則特性及紋波的改善并不明顯。