逆變器直流側有源濾波器對不平衡與非線性負載的補償

摘要：介紹了一種逆變器直流側有源濾波器系統，這個系統對消除逆變器輸入端子處，由于不平衡與非線性負載引起的脈動電流是有效的。對于三相四線逆變器，在中性線中的零序電流也同樣被消除。本系統具有響應速度快、效率高的特點。在較高不平衡或非線性負載時，也不需要過大的容性kVA。經分析，仿真和實驗表明，這種直流側有源濾波器系統是有效的。

關鍵詞：逆變器；有源濾波器；補償

1引言

一項調查表明，很多三相變頻電源，在使用過程中都不同程度地向不平衡負載或非線性負載供電。當逆變器帶不平衡或非線性負載時，會使直流輸入電流出現兩倍于逆變器工作頻率的脈動分量。濾除這種二次諧波分量有兩個辦法；一是采用L、C無源濾波器，二是采用有源濾波器。采用無源濾波器的缺點是體積、重量大，價格昂貴、運行費用高，動態特性和過渡過程跟蹤精度差，有時還可能引起系統振蕩。采用有源濾波器的優點是：

——對各次諧波都能衰減，對低次諧波抑制更容易；

——能補償頻率變化和失真效應，能提高系統的穩定性和動態響應速度；

——濾波效果好，費用低；

——僅對諧波（紋波）起作用，相對容量小；

——體積、重量小，效率高。

有源濾波器有兩種，一種是串聯式，另一種是并聯式，前者抑制的是紋波電壓，后者抑制的是紋波電流。并聯有源濾波器是通過把諧波源產生的諧波電流分離出來，用有源濾波器產生的電流進行抵消達到抑制直流紋波的目的。因此，并聯有源濾波器更適合于消除不平衡負載或非線性負載引起的二次諧波電流分量。仿真與實驗結果表明，濾波效果非常顯著。

為了加強濾波效果，P.Enjeti和S.Kim在文獻[2]中提出采用綜合濾波技術，即對于三相三線逆變器采用L、C無源濾波與單相全橋直流并聯有源濾波兩級濾波；對于三相四線逆變器，除了采用上述兩級濾波外，又加入了一級單相半橋式直流并聯有源濾波器，形成三級濾波。

圖2三相三線逆變器的直流側有源濾波器電路

2對于三相三線逆變器

采用輸出濾波器的三相三線逆變器如圖1所示。當采用PWM控制方式時，三個對稱開關函數（接口信號）的傅里葉級數展開式為

SW==（1）

采用PWM控制，當n=3，5，7，11，13…時，可以令An=0，逆變器輸出線電壓為

Un==Udc·（2）

式中：Udc為直流電壓。逆變器的三相輸出線電壓可以由式（2）得到，逆變器的輸入電流為

Iin=I1＋I2＋I3（3）

式中：I1=SW1·Ia；I2=SW2·Ib；I3=SW3·Ic。

因此，Iin=SW1·Ia＋SW2·Ib＋SW3·Ic（4）

式中：Ia，Ib和Ic為逆變器各相的輸出電流。對于三相三線逆變器

Ia＋Ib＋Ic=0（5）

對于平衡線性負載，三相電流Ia，Ib，Ic近似為幅值相同，相位相差120°的正弦波。故可以由式（4）推出逆變器的輸入電流，此電流將主要由直流分量，和與開關頻率相同的諧波分量組成，這些高次諧波在直流環節中被有效濾除。

21不平衡負載

不平衡負載不是理想工作狀態。對于將逆變器“C相斷開”的不平衡負載狀態（參看圖2）。顯然（6）

假定負載電流近似為正弦

IaI·sin(ωt＋θ)（7）

式中：θ為負載位移因數角。

對于這種情況，逆變器的輸入電流Iin是可以計算的。由式（6）、式（7）和式（4），當n=1時得Iin饋cos(θ－)－cos(2ωt＋θ＋)〕（8）式（8）說明：對于不平衡負載（如C相斷開），逆變器的輸入電流是由直流分量·cos(θ－)，和二倍于逆變器工作頻率的脈動分量·cos(2ωt＋θ＋)組成。脈動分量是由不平衡負載引起的，它在直流環節電容器上產生環流，并構成無功伏安。如果直流環中的電容值足夠大時，就不會出現直流電壓的畸變（紋波），導致逆變器總體性能降低。直流環中的無功伏安與逆變器輸出負載的不平衡度成正比，不平衡度越大，輸入電流的脈動分量越大，要求直流電容的值越大，對逆變器總體性能影響越大。

對于逆變器輸出端的非線性負載（如整流器電路）引起的后果，與不平衡負載相同。

22直流側有源濾波器的濾波原理

由開關S7～S10和電感L構成的直流側有源濾波器電路如圖2所示。它和直流環中LoCo構成的無源濾波器組成綜合濾波系統，來補償不平衡負載和非線性負載的影響，用有源濾波器來減小LoCo無源濾波器的負擔，下面介紹直流有源濾波器的工作原理。

如圖2所示，直流有源濾波器從直流環節得到的

逆變器直流側有源濾波器對不平衡與非線性負載的補償

總輸入電流為：

Iin.f=I4＋I5（9）

假定采用前面所述的“C相斷開”作為不平衡負載，濾波器中的開關S7～S10組成單相全橋濾波器并采用PWM控制方式，濾波器的工作頻率和后面的逆變器工作頻率相同，則濾波器P、Q兩點之間的電壓為：UPQ=Bnsinn(ωt＋)（10）

對于PWM調制，當n=3，5，7，11，13…時，可以令Bn=0。濾波器電流IPQ可以認為接近于正弦。電壓UPQ的諧波被電感L充分衰減到零，因此當n=1時由式（10）可得：IPQ·sin(ωt＋跡)（11）

電感L中的電阻非常小，可以認為等于零，則IPQ滯后于UPQ接近90°。由式（4）計算濾波器的輸入電流，此電流由構成濾波器的單相全橋逆變器獲得，即式（9）。由此可得到有源濾波器的輸入電流表示式為：Iin.f=·cos(2ωt＋2跡)（12）因此，有源濾波器對不平衡負載（例如C相斷開）的補償，必須用式（12）來抵消逆變器輸入端式（8）Iin中的cos(2ωt＋θ＋)分量。當完全補償時，由式（12）和式（8）中的二次諧波分量相等可得：cos(2ωt＋2跡)=cos(2ωt＋θ＋)

由此式解出=，B1=（13）2跡=θ＋，=－（14）

由此，只要有源濾波器依據式（13）和式（14）工作，就可以達到消除式（8）中二次諧波脈動分量的目的。此時逆變器的輸入電流為Ii=Iin＋Iin.fcos(θ－)（15）

式（15）表明，對于“C相斷開”這樣的不平衡負載所引起的，式（8）中Iin所含的二次諧波分量，在直流輸入電流Ii中被有效地消除了，達到了補償目的。由于其它形式的不平衡負載或非線性負載對直流輸入電流的影響與“C相斷開”不平衡負載相同[3]，故用直流側有源濾波器方法，同樣也可以達到補償目的。

直流側有源濾波器的控制電路框圖如圖3所示。采用的是兩態滯后電流跟蹤控制。把基準電流Iref≡0與直流輸入電流Ii的偏差，經高通濾波器濾掉直流分量后，作為兩態滯后比較器的輸入，由輸出來控制S7～S10的通斷，使Iin.f跟蹤消除Ii中的二次諧波分量。

23仿真結果

仿真結果如圖4、圖5和圖6所示。圖4表示的是

（b)線電流ia的波形

（c)輸入電流iin的波形

（d)輸入電流iin的頻譜

圖4圖2逆變器的電壓和電流波形